Cải thiện hiệu năng hệ thống Mmw - Rof sử dụng ghép kênh phân cực và phân tập không gian

Phạm Anh Thư, Vũ Tuấn Lâm 
Tác giả liên hệ: Phạm Anh Thư 
Email: thupa@ptit.edu.vn 
Đến tòa soạn: 11/2017 , chỉnh sửa:1/2018/, chấp nhận đăng: 4/2018 
CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG MMW-RoF 
SỬ DỤNG GHÉP KÊNH PHÂN CỰC VÀ PHÂN 
TẬP KHÔNG GIAN 
Pham Anh Thư (*), Vũ Tuấn Lâm 
Học viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông, Hà Nội, Việt Nam 
Tóm tắt: Trong bài báo này, chúng tôi đề xuất một 
mô hình hệ thống truyền sóng milimet qua sợi quang 
có cải thiện hiệu năng về mặt dung lượng bằng cách 
kết hợp kỹ thuật ghép phân chia theo phân cực quang 
(PDM) và phân tập không gian đa đầu vào đa đầu ra 
(MIMO). Từ mô hình đề xuất, dung lượng của hệ 
thống được phân tích dưới ảnh hưởng của các loại tạp 
âm và méo phi tuyến gây ra bởi các phần tử trong hệ 
thống cũng như ảnh hưởng của fading đường truyền 
vô tuyến. Kết quả phân tích hiệu năng cho thấy dung 
lượng kênh của hệ thống có thể được cải thiện đáng 
kể. Tuy nhiên, giá trị các tham số công suất phát và 
chỉ số điều chế cần được lựa chọn phù hợp để tránh 
ảnh hưởng của méo phi tuyến làm suy giảm dung 
lượng của hệ thống. 
Từ khóa: truyền sóng vô tuyến qua sợi quang 
(RoF); ghép phân chia theo phân cực quang; truyền 
dẫn đa đầu vào đa đầu ra (MIMO). 
I. GIỚI THIỆU 
Trong những năm gần đây, lưu lượng dữ liệu di 
động đang tăng lên theo hàm số mũ do sự gia tăng 
nhanh chóng của các thuê bao di động cùng với sự khả 
dụng của các dịch vụ dữ liệu tốc độ cao cho các thiết 
bị di động. Chính sự gia tăng về lưu lượng dữ liệu di 
động đó đã làm cho các nhà cung cấp dịch vụ di động 
phải đối mặt với nhiều thách thức như phải cung cấp 
các tốc độ dữ liệu cao hơn, hiệu quả phổ tần cao, và 
hiệu quả sử dụng năng lượng cao [1]-[4]. Phổ tần vô 
tuyến truyền thống dải từ 300 MHz tới 3 GHz đã 
không thể đáp ứng được nhu cầu của các thuê bao hiện 
tại, trong khi dải tần milimet (30-300 GHz) có thể 
cung cấp thông lượng gấp 1000 lần dải tần vô tuyến 
truyền thống. Hơn nữa, dải tần milimet có nhiều ưu 
điểm khác như không cần xin cấp phép, dễ dàng triển 
khai. Tuy nhiên, khi sử dụng dải tần milimet này, 
khoảng cách vô tuyến và vùng phục vụ của mỗi BS bị 
hạn chế do suy hao trong môi trường vô tuyến lớn. Kết 
quả là, công nghệ truyền sóng vô tuyến qua sợi quang 
(RoF) là một lựa chọn hấp dẫn cho việc mở rộng 
khoảng cách truyền dẫn và vùng phục vụ của các hệ 
thống truy nhập vô tuyến sử dụng băng tần milimet. 
Đối với kênh vô tuyến trong hệ thống truyền sóng 
vô tuyến ở băng tần milimet qua sợi quang 
(MMW/RoF), sử dụng đa anten tại cả hai đầu của liên 
kết vô tuyến (công nghệ MIMO) gần đây đã được 
quan tâm một cách đặc biệt bởi nó không chỉ có khả 
năng làm tăng hiệu quả sử dụng phổ tần mà còn cung 
cấp tốc độ dữ liệu lớn. Hình 1 minh họa khái niệm cơ 
bản của hệ thống MMW/RoF sử dụng MIMO 2x2 [5]. 
Như chỉ ra trong hình vẽ, hai tín hiệu tần số vô tuyến 
(RF) cung cấp cho các anten Tx1 và Tx2 được chuyển 
đổi thành tín hiệu quang, ghép và truyền qua sợi 
quang. Các kỹ thuật ghép kênh có thể được sử dụng 
như ghép kênh phân chia theo bước sóng WDM hay 
ghép kênh phân chia theo sóng mang phụ SCM. Trong 
bài báo này, chúng tôi sử dụng kỹ thuật ghép kênh 
phân chia theo phân cực quang (PDM), trong đó việc 
truyền tải số liệu được thực hiện ở hai mode phân cực 
trực giao trong cùng dải tần. Hai anten sau phát, sau 
khi tiếp nhận tín hiệu từ phân hệ trung tâm thông qua 
các bộ tách sóng quang (PDs), sẽ bức xạ các tín hiệu 
vô tuyến ra không gian. Các tín hiệu này sau đó được 
nhận bởi hai anten thu Rx1 và Rx2. Tín nhiệu nhận 
được là tổng của hai tín hiệu phát đi với các hệ số 
kênh khác nhau do các tuyến đường truyền khác nhau. 
Cho đến nay, có một số nghiên cứu đã và đang 
quan tâm đến hệ thống MMW/RoF sử dụng MIMO [5-
9]. Một trong số các nghiên cứu đó đã đưa ra khái 
niệm hệ thống MIMO RoF nhưng sử dụng một sợi 
quang tách biệt cho mỗi trạm gốc BTS [6]. Việc 
truyền tải tín hiệu ghép kênh phân chia theo tần số trực 
giao OFDM cho hệ thống đa anten MIMO trên mạng 
quang thụ động PON sử dụng kỹ thuật WDM cũng đã 
được thực hiện trong [7,8]. Hệ thống MMW/RoF sử 
dụng PDM và MIMO để truyền số liệu tốc độ 5 Gb/s 
cũng được đề xuất trong [9]. Tuy nhiên, hệ thống này 
sử dụng sơ đồ điều chế OOK với hiệu quả sử dụng phổ 
tần thấp. Năm 2012, Lei Deng và các tác giả đã đưa ra 
mô hình hệ thống truyền sóng vô tuyến 2 2 MIMO-
OFDM qua mạng WDM-PON dựa trên kỹ thuật ghép 
phân chia theo phân cực và kỹ thuật đa anten MIMO 
[10]. Ngoài ra, hệ thống 60 GHz PDM-OFDM cũng 
 SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 10
CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG MMW RoF SỬ DỤNG GHÉP KÊNH PHÂN CỰC KẾT HỢP MIMO 
được nghiên cứu thử nghiệm thành công trên 10 km 
sợi quang và 3 m kênh vô tuyến MIMO [10]. Tuy 
nhiên, nghiên cứu [10-11] cũng như cả các nghiên cứu 
nêu trên đều được thực hiện dựa trên các mô hình thực 
nghiệm mà chưa có sự phân tích lý thuyết và khoảng 
cách vô tuyến mới xét ở cự ly rất ngắn. Do đó, các kết 
quả đánh giá hiệu năng bị hạn chế bởi các điều kiện 
thử nghiệm như tốc độ, cự ly truyền dẫn. Hơn nữa, 
dưới các điều kiện thử nghiệm, rất khó để đánh giá 
riêng biệt ảnh hưởng của các tham số hệ thống. 
Hình 1: Hệ thống MMW/RoF sử dụng MIMO [5]. 
Để có thể đánh giá tương đối toàn diện về mức độ 
khả thi của hệ thống MMW/RoF sử dụng kỹ thuật 
PDM và MIMO nhằm cung cấp các thông tin hữu ích 
khi thiết kế hệ thống, chúng tôi đề xuất ra một mô hình 
đường xuống cho hệ thống này và phân tích hiệu năng 
dung lượng hệ thống dưới ảnh hưởng của một số tham 
số hệ thống như tạp âm, méo phi tuyến và fading. 
Phần còn lại của bài báo được cấu trúc như sau. 
Phần II đề xuất cấu trúc đường xuống của hệ thống 
MMW/RoF sử dụng kỹ thuật MIMO và PDM. Hiệu 
năng của hệ thống sẽ được phân tích trong phần III. 
Phần IV trình bày các kết quả và phân tích đánh giá 
các kết quả đó. Cuối cùng, các kết luận sẽ được đưa ra 
trong phần V. 
II. KIẾN TRÚC ĐƯỜNG XUỐNG CỦA HỆ 
THỐNG MIMO MMW/ROF 
Mô hình đường xuống của hệ thống OFDM 
MMW/RoF sử dụng MIMO 2 2 được minh họa trong 
hình 2. Tại phân hệ trung tâm, tín hiệu có bước sóng λ 
từ laser được đưa tới bộ tách sóng phân cực (PBS) để 
tách thành hai sóng có phân cực ngang (X) và phân 
cực đứng (Y). Tại mỗi khối OFDM, dữ liệu được ánh 
xạ vào kí hiệu PSK hoặc M-QAM (Quadrature 
Amplitude Modulation), các kí hiệu này sau đó được 
biến đổi thành N luồng song song bởi bộ biến đổi nối 
tiếp sang song song. Tại mỗi nhánh, các kí hiệu 
OFDM với độ dài Tos được mang bởi một sóng mang 
con khác nhau. Tín hiệu OFDM được thêm tiền tố chu 
kỳ (Cyclic Prefix - CP) vào trước khi được điều chế 
với sóng mang MMW (fmm). Tín hiệu từ đầu ra của 
các bộ điều chế OFDM được điều chế với hai sóng 
phân cực tại hai bộ điều chế MZMs như chỉ ra trong 
hình 2. Sau đó, hai tín hiệu được điều chế đó sẽ được 
ghép lại bởi bộ kết hợp sóng phân cực (PBC) và được 
truyền trên sợi quang. Tín hiệu sau khi được ghép 
phân cực và truyền qua sợi quang tới RAU sẽ được 
đưa qua bộ tách sóng phân cực PBS và đưa tới hai bộ 
tách sóng quang (PDs) tương ứng. Các tín hiệu sau 
tách sóng quang được khuếch đại và đưa ra hai anten 
Tx1 và Tx2 tương ứng để bức xạ tín hiệu vô tuyến ra 
không gian. Các tín hiệu sau đó được nhận bởi anten 
thu Rx1 và Rx2. Các tín hiệu nhận được này sẽ là tổng 
của hai tín hiệu truyền đi với hệ số kênh khác nhau do 
các tuyến đường truyền là khác nhau. Trong bài báo 
này, chúng tôi sử dụng MIMO 2 2 được đặc trưng bởi 
ma trận H. Tín hiệu nhận được tại phía thu sẽ được 
đưa qua các bộ khuếch đại tạp âm thấp LNA, sau đó 
đến bộ trộn để trộn tín hiệu thu với nguồn dao động 
nội, và qua bộ lọc để được tín hiệu ban đầu. 
III. PHÂN TÍCH HIỆU NĂNG CỦA HỆ THỐNG 
Trong phần này, hiệu năng của hệ thống sẽ được 
phân tích tại bộ thu (hình 2). Trước tiên, chúng tôi tính 
toán tỉ số tín hiệu trên tạp âm và méo (SNDR) của hệ 
thống. Tiếp theo, dung lượng kênh của hệ thống sẽ 
được tính dựa trên SNDR. 
A. Tỉ số tín hiệu trên tạp âm SNR 
Trong kiến trúc đề xuất như trong hình 2, sóng 
mang quang từ LD được mô tả bởi 
 ( ) exp ( )E t E j t  ,  
trong đó, E , , và  tương ứng là biên độ, tần số 
góc, và pha của tín hiệu từ LD. Giả thiết rằng 
sE P , trong đó sP là công suất của laser. Sóng 
mang quang đó được tách biệt thành hai sóng phân 
cực, có công suất tín hiệu trên mỗi cực chỉ bằng một 
nửa so với công suất tín hiệu ban đầu, như sau: 
 1( ) exp ( ),
2
s
x
P
E t j t    
 2( ) exp ( ).
2
s
y
P
E t j t    
Hai tín hiệu OFDM có thể được biểu diễn bởi 
PBS
MZM
OFDM
MZM
PBC
OFDM
PBS
PD
PD
PA
PA
LNA
LNA
BPF
BPF
OFDM
OFDM
Tx1
Tx2
Rx1
Rx2
LD
LO
LOCS BS/RAU RECEIVER
Hình 2: Kiến trúc đường xuống của hệ thống MMW/RoF sử dụng MIMO và PDM 
 SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 11
Phạm Anh Thư, Vũ Tuấn Lâm 
1
1 1
0
( ) exp[ ( ) ],0 ,
N
n n RF s
n
S t X j t t T 
   
1
2 2
0
( ) exp[ ( ) ],0 ,
N
n n RF s
n
S t X j t t T 
   
trong đó, N là số sóng mang, n là tần số góc của 
sóng mang con thứ n và sT là chu kỳ ký hiệu. 1nX là 
ký hiệu số liệu phức trong sóng mang thứ n của ký 
hiệu 1( )S t . 2nX là ký hiệu số liệu phức trong sóng 
mang thứ n của ký hiệu 2 ( )S t . RF là tần số sóng 
mang vô tuyến. 
Hai tín hiệu 1( )S t và 2 ( )S t được điều chế với hai 
sóng mang quang ( )xE t và ( )yE t tương ứng, tại hai bộ 
điều chế MZMs. Các tín hiệu sau hai bộ điều chế 
MZM có dạng 
 1( ) cos( )[1 ( )],
2
cs s
x
P
E t t mS t   
 2( ) cos( )[1 ( )]
2
cs s
y
P
E t t mS t ,  
trong đó, m là chỉ số điều chế của bộ điều chế MZM. 
Sau đó, hai tín hiệu này được ghép phân cực tại PBC 
và được truyền trên sợi quang đưa đến trạm gốc BS 
hay khối anten đầu xa RAU. Tại RAU, tín hiệu được 
tách thành hai sóng phân cực khác nhau bằng cách sử 
dụng bộ PBS. Với giả thiết rằng chỉ xét đến suy hao 
sợi quang mà bỏ qua các ảnh hưởng khác của sợi 
quang như tán sắc, tính phi tuyến sợi quang (do 
khoảng cách sợi quang ngắn), tín hiệu trên mỗi nhánh 
sau khi qua bộ PBS tại RAU có dạng [12] 
 1cos( )[1 ( )],
2
BS r
x
P
E t mS t   

2cos( )[1 ( )],
2
BS r
y
P
E t mS t   
trong đó, rP là công suất quang nhận được tại RAU. 
Trong trường hợp này, exp( )r sP P L , trong đó 
 là hệ số suy hao sợi quang, L là độ dài sợi quang 
giữa CS và RAU. Do vậy, các tín hiệu được tách sóng 
bởi các PDs có dạng [12] 
 
2
1
22
1
2 2
1 1
( ) ( )
cos ( ) 1 ( )
2
1 cos(2 )
1 2 ( ) ( ) ,
2 2
BS
x
r
r
I t E t
P
t mS t
P t
mS t m S t


 
  
  
  
2 2
2 2 2
1 cos(2 )
( ) 1 2 ( ) ( )
2 2
rP tI t mS t m S t
 
  
  
trong đó,  là đáp ứng của PD. 
Từ công thức (10) và (11), phần tín hiệu mong 
muốn có thể được tách ra bằng cách sử dụng bộ lọc 
thông dải. Do đó, dòng tín hiệu truyền đi có thể được 
viết thành [11] 
 ' 2 21 1 12 ( ) ( ) ,
4
rPI t mS t m S t    
 ' 2 22 2 22 ( ) ( )
4
rPI t mS t m S t    
Sau đó, các tín hiệu này được khuếch đại và được 
đưa đến hai anten tương ứng để bức xạ ra kênh vô 
tuyến để truyền đến phía thu. Hai tín hiệu tại hai anten 
phát được mô tả như sau: 
 2 21 1 12 ( ) ( ) ,
4
r ABS
P G
I t mS t m S t    
 2 22 2 22 ( ) ( )
4
r ABS
P G
I t mS t m S t  ,  
trong đó, AG là hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại 
PA. 
Trong mô hình đề xuất, các tín hiệu được truyền 
trên kênh vô tuyến MIMO 2 2. Giả thiết tín hiệu qua 
kênh vô tuyến chỉ chịu suy hao do không khí cho liên 
kết thẳng được tính như sau (theo dB): 

10
4
20log RFL
df
P
c
  
trong đó, d là khoảng cách liên kết vô tuyến, RFf là tần 
số sóng mang vô tuyến ở băng tần milimet, và c là vận 
tốc ánh sáng trong chân không. 
Các tín hiệu nhận được tại đầu vào bộ thu được 
đưa đến bộ khuếch đại tạp âm thấp LNA, sau đó được 
trộn với tần số từ bộ dao động nội để khôi phục tín 
hiệu ban đầu. 
Bên cạnh đó, trong mỗi nhánh thu, mật độ phổ 
công suất tạp âm của hệ thống đề xuất (hình 2) bao 
gồm các nguồn tạp âm như tạp âm cường độ tương đối 
(RIN từ LD, tạp âm nhiệt và tạp âm nổ từ PD. Do đó, 
tổng công suất tạp âm tại bộ thu có thể được mô tả như 
sau: 
 2 2 2 2
1
,
4
N th RIN shot      
trong đó, thành phần 2
RIN là tạp âm cường độ tương 
đối từ LD. Thành phần tiếp theo 2 4 /th n LKTB R là 
mật độ phổ công suất của tạp âm nhiệt; K là hằng số 
Boltzmann, T là nhiệt độ Kelvin, và LR là điện trở tải. 
Thành phần cuối cùng, 2 2 ( )shot r d nq P I B  là mật 
độ phổ công suất của tạp âm nổ, trong đó, dI là dòng 
tối, q là điện tích electron. 
Do đó, tỉ số SNR được tính như sau: 

2 2
Re
2
( )
4 .P . . .
c r A LNA L
N N L LNA n Rx
P m P G G R
SNR
P NF KTB NF



   
trong đó, LNAG là hệ số khuếch đại của LNA, LNANF là 
hệ số tạp âm của bộ khuếch đại LNA, KTBn là tạp âm 
nhiệt tại bộ thu tín hiệu RF, RxNF là hệ số tạp âm tại 
anten thu, và  là công suất tín hiệu OFDM. 
 SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 12
CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG MMW RoF SỬ DỤNG GHÉP KÊNH PHÂN CỰC KẾT HỢP MIMO 
B. Tỉ số tín hiệu trên méo SDR 
Giả sử rằng tín hiệu OFDM có phân bố gần với 
phân bố Gauss về mặt biên độ [13] do tín hiệu OFDM 
bao gồm rất nhiều tín hiệu phân bố giống nhau và độc 
lập nhau. Sau bộ lọc, méo cũng có phân bố Gauss. Vì 
vậy, phổ của méo và tín hiệu OFDM có phân bố xấp xỉ 
hình chữ nhật. Giả sử rằng hai tín hiệu OFDM chịu 
ảnh hưởng của méo là như nhau trên hai nhánh, do đó 
chúng tôi chỉ đi phân tích ảnh hưởng của méo lên tín 
hiệu OFDM 1S t . 
Dạng méo phổ biến nhất là các dạng hài, trong đó 
các thành phần hài xuất hiện tại các điểm bội số 
nguyên của tần số đầu vào [13]. Trong bài báo này, hài 
bậc hai được xem xét. Đối với hài bậc hai 
 21y t S t hàm tự tương quan 2( ) Ry sR   có 
thể được tính như sau [14]: 
 2 4 22 ssR R     
trong đó, sR  là hàm tự tương quan của tín 
hiệu 1S t , 
2 là công suất của phổ tín hiệu OFDM 
 1S t ban đầu với 0 0f B f f B . 
Mật độ phổ công suất PSD là biến đổi Fourier của 
hàm tự tương quan và có thể biểu diễn như sau: 

2 2
4 2 * .
S S
S S
S f F R
F S f S f


  
   
  
Giả sử rằng tính phi tuyến của hệ thống được phân 
bổ bởi chuỗi Taylor và chỉ hài bậc hai được xét đến. 
Tín hiệu sau PD phụ thuộc vào tín hiệu OFDM 1S t 
ban đầu có thể được biểu diễn như sau 
 21 1 2 1y t f s t a S t a S t   
Mật độ phổ công suất méo không tương quan với 
tín hiệu OFDM được biểu diễn như sau: 
 2
4
4 2 2
2 2 02
( ) [2 ],
8S
S f a f a B f f
B

  
0 2f f B 
  
Hay 
 2
4 4
4 2 2 2
2 2 2 02 2
( )
4 8S
S f a f a a f f
B B
 
  

0 2f f B    
trong đó, δ(f) là hàm Dirac Delta, B là băng thông của 
tín hiệu OFDM. 
Từ mật độ phổ công suất méo trong công thức 
(23), công suất méo được tính như sau 

4 4
4 2 2 2
2 2 22 2
0
4 2
2
2 ( )
4 8
19
,
8
B
yP a z a a z dz
B B
a
 
 

  
trong đó, 
0z f f và dz df . 
Theo công thức (12), công suất tín hiệu OFDM sau 
PD là 2 2 2 2
1a ( )rmP   , nên tỉ số SDR được tính 
như sau: 

2 2 2
1 1
2 2
2 4 2
2
8
.
19 19
8
s
y
P a a
SDR
P a
a


   
So sánh công thức (25) với (12), ta có: 

1
2
2
/ 2,
1
.
4
r
r
a P m
a P m
 
 
  
Do đó,
2
1
2 2 2 2
2
8 32
.
19 19
a
SDR
a m 
   
Tỉ số SDR trong công thức (27) là tỉ số tín hiệu 
trên tạp âm gây ra bởi méo sau PD. Tuy nhiên, do bỏ 
qua ảnh hưởng của liên kết vô tuyến và tính phi tuyến 
của các thiết bị phía thu, nên tỉ số này cũng chính là tỉ 
số SDR sau bộ lọc BPF tại phía thu. 
C. Tỉ số SNDR 
Cả méo và tạp âm đều ảnh hưởng đến hiệu năng hệ 
thống. Tỉ số tín hiệu trên tạp âm và méo SNDR được 
định nghĩa [15]: 

1 1 1
SNDR SNR SDR
   
Như vậy, hiệu năng sẽ được tối ưu nhờ tối ưu hóa 
các tham số ảnh hưởng đến hệ thống, ví dụ như chỉ số 
điều chế m của bộ điều chế MZM, hay đáp ứng  của 
PD. 
D. Dung lượng kênh 
Đối với mô hình hệ thống MIMO có 2 anten phát 
và 2 anten thu như đề xuất (hình 2), kênh vô tuyến có 
thể được mô hình hóa bởi ma trận ngẫu nhiên H có 
kích thước 2x2, và tín hiệu thu sẽ phụ thuộc vào tín 
hiệu phát và ma trận H như sau [16]: 

E
,
2
x
y Hx n   
trong đó, n là vector tạp âm, Ex là năng lượng của tín 
hiệu phát. Ma trận H có phân chia giá trị đơn (SVD) 
được biểu diễn bởi [16]: 
 ,
HH UDV   
trong đó, U và V là hai ma trận đơn nhất (UUH=INr và 
VV
H
=INt) có kích thước 2x2. (.)H là chuyển vị 
Hermitian. D là ma trận đường chéo kích thước 2x2, 
có đường chéo là các số thực không âm, các phần tử 
còn lại bằng 0. Từ đó, ta có: 
 ,H H H HHH UDD U Q Q    
trong đó, Q=U và 2
HQQ I ma trận đơn vị có kích 
thước 2x2).  là ma trận đường chéo với giá trị ở các 
đường chéo là i với i=1,2). 
 SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 13
Phạm Anh Thư, Vũ Tuấn Lâm 
Trong bài báo này, chúng tôi chỉ xét dung lượng 
kênh của hệ thống trong trường hợp không biết trạng 
thái kênh, dung lượng kênh khi đó được tính theo công 
thức [16] 

2
2
2
2
1
log det( )
log det( )
log det( )
log (1 ),
H
Nr
t
H
Nr
t
Nr
t
r
i
i t
C I HH
N
I Q Q
N
I
N
N





 
 
 
  
trong đó, r là hạng của ma trận H có kích thước 
r tN N , rNI là ma trận đơn vị có kích thước rN . 
0
.tol tol n n
N s
E E B SNDR B
N P R
 , với tolE là tổng năng 
lượng phát, nB là băng tần tạp âm hiệu dụng, và sR là 
tốc độ ký hiệu. 
Tuy nhiên, các kênh MIMO thường là ngẫu nhiên, 
nên H là ma trận ngẫu nhiên và dung lượng kênh cũng 
biến thiên theo thời gian. Như vậy, dung lượng kênh 
sẽ được tính là giá trị trung bình của các trường hợp 
đó. Giả thiết kênh ngẫu nhiên là quá trình Ergodic, 
dung lượng kênh của hệ thống phụ thuộc vào tỉ số 
SNR như sau: 

2
2
log det
log det ,
r
r
H
N
t
N
t
C E
N
E
N


  
  
 
  
   
 
I HH
I
  
trong đó, E là kỳ vọng được thực hiện theo phân bố 
của ma trận kênh ngẫu nhiên H. 
IV. CÁC KẾT QUẢ TÍNH TOÁN SỐ VÀ NHẬN 
XÉT 
Trong phần này, dựa trên các phân tích ở phần 3, 
dung lượng kênh của hệ thống được phân tích như 
hàm của công suất phát, chỉ số điều chế của bộ điều 
chế MZM, và sự tương quan giữa các anten. Các tham 
số và giá trị các tham số sử dụng trong các phân tích 
được đưa ra trong bảng 1. 
Trước tiên, dung lượng kênh của hệ thống MMW 
RoF sử dụng MIMO được đánh giá phụ thuộc vào 
công suất đầu ra laser, cho cả hai trường hợp có ảnh 
hưởng của méo và không có ảnh hưởng của méo như 
minh họa trong hình 3. Dung lượng kênh cũng được 
tính toán với trường hợp sử dụng kênh MIMO và kênh 
SISO (một anten phát, một anten thu). Trong trường 
hợp không xét đến ảnh hưởng của méo (nghĩa là chỉ có 
tạp âm được xét đến), dung lượng kênh có thể được 
cải thiện bằng cách tăng công suất phát hoặc sử dụng 
MIMO. Tuy nhiên, méo sẽ làm giảm dung lượng kênh 
khi công suất tăng lên một mức nào đó, thậm chí khi 
công suất tăng, méo làm cho dung lượng kênh của 
kênh MIMO còn nhỏ hơn dung lượng kênh của kênh 
SISO. Do vậy, khảo sát ảnh hưởng của méo đến dung 
lượng kênh cũng là vấn đề cần xem xét. 
-5 0 5 10 15 20
0
5
10
15
20
25
30
Transmit power (dBm)
C
a
p
a
c
it
y
 (
b
p
s
/H
z
)
SISO without Distortion
SISO with Distortion
MIMO without Distortion
MIMO with Distortion
Hình 1: Dung lượng kênh phụ thuộc vào công 
suất phát 
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
Modulation index
C
a
p
a
c
it
y
 (
b
p
s
/H
z
)
SISO without Distortion
SISO with Distortion
MIMO without Distortion
MIMO with Distortion
Hình 2: Dung lượng kênh phụ thuộc vào chỉ 
số điều chế 
Tiếp theo, dung lượng kênh của hệ thống được 
xem xét dưới sự ảnh hưởng của chỉ số điều chế với cả 
hai trường hợp có xét đến méo và không xét đến méo. 
Như được chỉ ra trong hình 4, đối với trường hợp 
không xét đến ảnh hưởng của méo, dung lượng kênh 
tăng lên khi chỉ số điều chế tăng lên cho cả hai kênh 
MIMO và SISO. Tuy nhiên, khi xét đến ảnh hưởng 
của méo, dung lượng kênh giảm đi khi chỉ số điều chế 
vượt quá giá trị tối ưu của nó. Do vậy, có thể lựa chọn 
được các giá trị tối ưu cho chỉ số điều chế để đạt được 
dung lượng kênh tối đa hay làm cho ảnh hưởng của 
méo là nhỏ nhất. Khi chỉ số điều chế lớn hơn giá trị tối 
ưu đó, ảnh hưởng của méo sẽ lớn hơn rất nhiều so với 
ảnh hưởng của tạp âm và do đó dung lượng kênh giảm 
đi nhanh. 
BẢNG 1. THAM SỐ HỆ THỐNG VÀ HẰNG SỐ 
 SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 14
CẢI THIỆN HIỆU NĂNG HỆ THỐNG MMW RoF SỬ DỤNG GHÉP KÊNH PHÂN CỰC KẾT HỢP MIMO 
-5 0 5 10 15 20
0
5
10
15
20
25
30
Transmitted power, P
s
 (dBm)
C
h
a
n
n
e
l 
C
a
p
a
c
it
y
 (
b
p
s
/H
z
)
i.i.d channel
medium correlation channel
high correlation channel
with distortion
without distortion
Hình 5: Dung lượng kênh trong trường hợp 
các anten có tương quan 
Cuối cùng, hình 5 đưa ra so sánh dung lượng kênh 
của kênh MIMO không tương quan, có tương quan 
trung bình, và có tương quan cao. Các tham số của 
kênh tương quan này được tham chiếu từ tài liệu ETSI 
TS 136 101 [17]. Như chỉ ra trong hình 5, dung lượng 
kênh bị giảm xuống cho cả trường hợp có xét ảnh 
hưởng của méo và không xét ảnh hưởng của méo khi 
các anten phát và anten thu có tương quan. Đặc biệt 
trong trường hợp kênh MIMO có tương quan cao, 
dung lượng hệ thống giảm khoảng 5 bps/Hz cho cả hai 
trường hợp có méo và không méo so với trường hợp 
kênh MIMO không có tương quan. 
V. KẾT LUẬN 
Trong bài báo này, chúng tôi đã đề xuất kiến trúc 
đường xuống cho hệ thống OFDM MMW-RoF sử 
dụng ghép kênh phân cực kết hợp kỹ thuật MIMO cho 
kênh vô tuyến và phân tích dung lượng kênh của hệ 
thống dưới sự ảnh hưởng của các loại tạp âm và méo 
phi tuyến gây ra bởi các phần tử trong hệ thống này. 
Kết quả phân tích cho thấy dung lượng kênh của hệ 
thống phụ thuộc vào công suất phát và chỉ số điều chế 
của bộ điều chế MZM. Công suất phát và chỉ số điều 
chế có giá trị lớn sẽ giúp làm giảm ảnh hưởng của các 
loại tạp âm nhưng lại làm ảnh hưởng của méo phi 
tuyến lớn hơn. Do đó, giá trị công suất phát và chỉ số 
điều chế cần được lựa chọn phù hợp để đạt được hiệu 
năng tốt nhất. Sự phụ thuộc của dung lượng kênh vào 
mức độ tương quan của kênh MIMO cũng được khảo 
sát trong bài báo này. 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] M. Sauer, A. Kobyakov, and J. George, “Radio over fiber for 
picocellular network architectures,” J. Lightw. Technol., vol. 
25, no. 11, pp.3301–3320, Nov. 2007. 
[2] Y.-T. Hsueh, M.-F. Huang, S.-H. Fan, and G.-K. Chang, “A 
novel lightwave centralized bidirectional hybrid access 
network: seamless integration of RoF with WDM-OFDM-
PON,” IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 23, no. 15, p. 1085, 
1087, Aug. 1, 2011. 
[3] N. Ghazisaidi and M. Maier, “Fiber-wireless (FiWi) access 
networks: Challenges and opportunities,” IEEE Netw., vol. 
25, no. 1, pp. 36–42, Jan./Feb. 2011. 
[4] D. Cedric, L. G. Jose, D. D. Antonio, K. Dimitri, and D. 
Laurent, “Millimeter-wave access and backhauling: the 
solution to the exponential data traffic increase in 5G mobile 
communications systems?” IEEE Communications Magazine, 
vol. 52, pp. 88-95, 2014. 
[5] Chun-Ting Lin, Anthony Ng’oma, Wei-Yuan Lee, Chia-
Chien Wei, Chih-Yun Wang, Tsung-Hung Lu, Jyehong Chen, 
Wen-Jr Jiang, and Chun-Hung Ho,” 2 × 2 MIMO radio-over-
fiber system at 60 GHz employing frequency domain 
equalization,” Optics Express, Vol. 20, Issue 1, pp. 562-567, 
2012. 
[6] A. Kobyakov, M. Sauer, A. Ng’oma, and J. H. Winters, 
“Effect of optical loss and antenna separation in 2x2 MIMO 
fiber-radio systems,” IEEE Trans. Antenn. Propag. 58(1), 
187–194 (2010). 
[7] M. B. Othman, L. Deng, X. Pang, J. Caminos, W. Kozuch, K. 
Prince, J. B. Jensen, and I. T. Monroy, “Directlymodulated 
VCSELs for 2x2 MIMO-OFDM radio over fiber in WDM-
PON,” in 37th European Conference and Exhibition on 
Optical Communication (ECOC), 2011. 
[8] M. B. Othman, L. Deng, X. Pang, J. Caminos, W. Kozuch, K. 
Prince, X. Yu, J. B. Jensen, and I. T. Monroy, “MIMO-
OFDM WDM PON with DM-VCSEL for femtocells 
application,” Opt. Express, 2011. 
[9] S.-H. Fan, H.-C. Chien, A. Chowdhury, C. Liu, W. Jian, Y.-T. 
Hsueh, and G.-K. Chang, “A novel radio-overfiber system 
using the xy-MIMO wireless technique for enhanced radio 
spectral efficiency,” in 36th European Conference and 
Exhibition on Optical Communication (ECOC), 2010. 
[10] Lei Deng, Xiaodan Pang, Ying Zhao, M. B. Othman, Jesper 
Bevensee Jensen, Darko Zibar, Xianbin Yu, Deming Liu, and 
Idelfonso Tafur Monroy, “2x2 MIMO-OFDM Gigabit fiber-
wireless access system based on polarization division 
multiplexed WDM-PON,” Optics Express, Vol. 20, Issue 4, 
pp. 4369-4375, 2012. 
[11] Hou-Tzu Huang; Chung-Shin Sun; Chun-Ting Lin; Chia-
Chien Wei; Wei-Siang Zeng; Hsi-Yu Chang; Boris Shih; 
Anthony Ng'oma, Direct-detection PDM-OFDM RoF system 
for 60-GHz wireless MIMO transmission without polarization 
tracking, 2015 Optical Fiber Communications Conference and 
Exhibition (OFC), 2015. 
[12] Pham, Thu A. ; Pham, Hien T.T. ; Vu, Lam T. ; Dang, Ngoc 
T., “Effects of noise and distortion on performance of OFDM 
millimeter-wave RoF systems,” Information and Computer 
Science (NICS), 2015 2nd National Foundation for Science 
and Technology Development Conference on, pp. 153-157, 
2015 
[13] Tam Hoang Thi, and Mitsuji Matsumoto, “Transmission 
analysis of OFDM millimeter-wave radio-over-fiber system”, 
IEEE Fifth International Conference, 2013. 
[14] Chris van den Bos, Michiel H.L. Kouwenhoven and Wouter 
A. Serdijn, “The influence of non-linear distortion on OFDM 
bit error rate,” IEEE, pp. 1125-1129, 2000. 
[15] Chris van den Bos, Michiel H.L. Kouwenhoven and Wouter 
A. Serdijn, “Effect of Smooth Nonlinear Distortion on 
OFDM symbol error rate,” IEEE Transactions on 
Tên 
Ký 
hiệu 
Giá trị 
Hệ số suy hao sợi quang α 0.2 dB/km 
Khoảng cách giữa CS và BS L 20 km 
Điện trở tải RL 50 Ω 
Độ nhạy của PD ℜ 0.6 A/W 
Khoảng cách vô tuyến d 100 m 
Tốc độ ký hiệu Rs 1e8 bps 
Băng tần tạp âm hiệu dụng Bn 100 MHz 
Hệ số khuếch đại PA GA 10 dB 
Hệ số khuếch đại LNA GLNA 3 dB 
Hệ số tạp âm máy thu NFRx 10 dB 
Hệ số tạp âm các bộ khuếch đại NFLNA, 4 dB 
Hằng số Boltzmann K 1.38e-23 
 SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 15
Phạm Anh Thư, Vũ Tuấn Lâm 
Communications, Vol. 49, No. 9, pp. 1510-1514, September 
2001. 
[16] Yong Soo Cho, Jaekwon Kim, Won Young Yang, Chung G. 
Kang, “MIMO-OFDM Wireless Communications with 
MATLAB,” John Wiley & Sons (Asia) Pte Ltd, Singapore, 
October 2010. 
[17] ETSI TS 136 101 V12.5.0, “Evolved Universal Terrestrial 
Radio Access (E-UTRA); User Equipment (UE) radio 
transmission and reception,” 2014. 
PERFORMANCE IMPROVEMENT OF MMW-
ROF SYSTEM USING POLARIZATION 
DIVISION MULTIPLEXING AND MIMO 
Abstract: In this paper, we propose a millimeter 
wave radio over fiber system that improves the system 
performance in terms of capacity by combining 
Polarization division multiplexing (PDM) and Multi-
input Multi-Input (MIMO). Based on the proposed 
model, the capacity of the system is analyzed under 
the influence of noise sources and nonlinear distortion 
caused by the elements in the system as well as the 
influence of fading from radio link. The results of the 
performance analysis show that the channel capacity 
of the system can be significantly improved. However, 
the transmitted power and modulation index 
parameters need to be properly selected in order to 
avoid the effect of nonlinear distortion which reduces 
the capacity of the system. 
Thu A. Pham received B.E 
degree of Telecommunication 
engineering from Posts and 
Telecommunications Institute of 
Technology (PTIT), Viet Nam, 
in 2003, and M.E degree of 
Telecommunication engineering 
from Royal Melbourne Institute 
of Technology, Australia, in 
2008. Now, she is a lecturer and 
PhD student in 
Telecommunication faculty of 
PTIT. Her research interests 
include networking, radio over 
fiber, and broadband networks. 
Lam T. Vu received the Ph.D. 
degree from the University of Ha 
Noi, in 1993. He is currently the vice 
presedent of Posts and 
Telecommunications Institute 
of Technology. His current research 
interests include optical 
technologies, RoF, and future 
network technologies. 
 SỐ 01 & 02 (CS.01) 2018 TẠP CHÍ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ THÔNG TIN VÀ TRUYỀN THÔNG 16