Giải thuật pwm cho nghịch lưu hình T ba bậc để triệt tiêu điện áp common - Mode

Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
41 
GIẢI THUẬT PWM CHO NGHỊCH LƯU HÌNH T BA BẬC 
 ĐỂ TRIỆT TIÊU ĐIỆN ÁP COMMON-MODE 
PWM STRATEGY FOR THREE LEVEL T-TYPE INVERTER 
 TO ELIMINATE COMMON MODE VOLTAGE 
Quách Thanh Hải1, Trần Vĩnh Thanh1, Đỗ Đức Trí1, Nguyễn Thanh Phương2, 
Nguyễn Tấn Khang2, Lê Quốc Tùng2 
1Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí Minh, Việt Nam 
2Trường Đại học Công Nghệ Thành phố Hồ Chí Minh, Việt Nam 
Ngày toà soạn nhận bài 5/8/2019, ngày phản biện đánh giá 28/9/2019, ngày chấp nhận đăng 4/10/2019 
TÓM TẮT 
Trong bài báo này, một kỹ thuật điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu 3 bậc hình T để triệt 
tiêu điện áp common-mode (CMV) được trình bày. So sánh với kỹ thuật điều chế độ rộng xung 
(PWM) thông thường, kỹ thuật này chỉ sử dụng những vector mà những vector đó tạo ra điện 
áp common mode bằng không. Như kết quả, điện áp common mode của bộ chuyển đổi được 
triệt tiêu. Do đó, những ảnh hưởng tiêu cực do CMV gây ra được hạn chế đến mức tối đa. 
Ngoài ra, nguyên lý lựa chọn phù hợp những tín hiệu sóng mang tần số cao cho cấu hình 
nghịch lưu hình T được mô tả. Để kiểm chứng lý thuyết được trình bày trong bài báo này, các 
kết quả mô phỏng và thực nghiệm được thực hiện bởi phần mềm PSIM và mô hình thực nghiệm. 
Từ khóa: Điện áp common mode; Triệt tiêu điện áp common mode; Nghịch lưu đa bậc; Điều 
chế độ rộng xung sin; Nghịch lưu hình T. 
ABSTRACT 
In this paper, a pulse-width modulation (PWM) scheme for the three-level T-type inverter 
(TL-T2I) to eliminate common-mode voltage (CMV) is presented. Compare to the traditional 
PWM strategy, this scheme only uses the vectors that generate zero CMV. As a result, the 
CMV of the converter is eliminated. Therefore, the negative effects of CMV are limited to the 
maximum. Furthermore, the principles of selecting suitable high-frequency carrier signals for 
the T-Type inverter topology is described. To verify the theory presented in this paper, 
simulation and experimental results are implemented by software PSIM and experimental 
prototype. 
Keywords: Common-mode voltage; Eliminate common-mode voltage; multilevel inverter; 
Sine pulse width modulation; T-Type inverter. 
1. GIỚI THIỆU 
Với sự phát triển mạnh mẽ của các ứng 
dụng sử dụng năng lượng tái tạo, việc nghiên 
cứu các bộ nghịch lưu ngày càng trở nên 
quan trọng [1]. Những ưu điểm của nghịch 
lưu nguồn áp có thể kể đến như: cấu trúc đơn 
giản, dễ điều khiển, nghịch lưu hai bậc thông 
thường được ứng dụng rộng rãi trong các ứng 
dụng có công suất vừa và nhỏ. Tuy nhiên, 
chất lượng điện áp ngõ ra còn thấp cũng như 
điện áp stress trên linh kiện còn khá cao là 
những hạn chế còn tồn tại của cấu hình này. 
Nghịch lưu đa bậc được sử dụng nhằm cải 
thiện những hạn chế này [2 - 4]. Các cấu hình 
nghịch lưu đa bậc truyền thống có thể kể đến 
như: cấu hình nghịch lưu diode kẹp (NPC) 
[5], nghịch lưu ghép tầng (CHB) [6] và 
nghịch lưu tụ bay (FC) [7]. Các cấu hình trên 
sử dụng nhiều linh kiện thụ động sẽ làm tăng 
kích thước và chi phí cho hệ thống. So với 
các cấu hình đã nêu trên, cấu hình nghịch lưu 
hình T (T2I) [8] sử dụng các khóa bán dẫn 
hai chiều để tạo liên kết giữa tâm của điện áp 
42 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
ngõ vào và ngõ ra. T2I kết hợp các ưu điểm 
của nghịch lưu hai bậc và nghịch lưu đa bậc, 
như: nguyên lý hoạt động đơn giản, tổn hao 
chuyển mạch và tổn hao dẫn thấp và chất 
lượng điện áp ngõ ra tốt [9]. Do đó, T2I được 
sử dụng rộng rãi trong các ứng dụng yêu cầu 
công suất vừa và nhỏ mà cụ thể là cấu hình 
nghịch lưu ba bậc hình T (TL-T2I). 
Một nhược điểm còn tồn tại của các 
phương pháp điều chế độ rộng xung (PWM) 
truyền thống là giá trị điện áp common-mode 
(CMV) còn khá cao [10]-[11]. Trong các ứng 
dụng điều khiển động cơ, CMV là nguyên 
nhân chính tạo ra điện áp trên trục cũng như 
dòng điện qua vòng bi của động cơ [12]. 
Điều này đẩy mạnh quá trình lão hóa của trục 
cũng như ổ bi của động cơ làm giảm tuổi thọ 
của động cơ [13]-[14]. Ngoài ra, CMV cũng 
gây ra hiện tượng nhiễu điện từ [15] ảnh 
hưởng đến các thiết bị điện tử được lắp đặt 
gần với thiết bị nghịch lưu. Do đó, CMV sinh 
ra bởi các bộ nghịch lưu phải được đặc biệt 
quan tâm, những phương pháp làm giảm 
cũng như triệt tiêu CMV thật sự quan trọng 
và cần thiết. Trong đó, phương pháp sử dụng 
giải thuật được ưu tiên áp dụng với ưu điểm 
không làm tăng kích thước của mô hình 
(không sử dụng thêm phần cứng). Tài liệu 
[16] đã trình bày phương pháp PWM sử dụng 
các vector zero, vector trung bình và vector 
lớn để giảm CMV cho cấu hình (TL-T2I). 
Tuy nhiên, biên độ của CMV còn khá cao. 
Trong tài liệu [17] trình bày phương pháp 
PWM sử dụng những vector zero và vector 
trung bình để tổng hợp vector điện áp tham 
chiếu với mục đích triệt tiêu CMV cho cấu 
hình NPC. Hạn chế còn tồn tại trong phương 
pháp này là phương pháp vector không gian 
được sử dụng với quy trình tính toán khá 
phức tạp. Trong tài liệu [10], [11] trình bày 
giải thuật triệt tiêu CMV và giảm tổn hao do 
quá trình chuyển mạch cho cấu hình NPC và 
cascade năm bậc truyền thống. Trong giải 
thuật này, giá trị của CMV bằng không. Tuy 
nhiên, cấu hình được sử dụng không phù hợp 
với các ứng dụng có công suất vừa và nhỏ. 
Trong bài báo này, một kỹ thuật PWM 
được trình bày nhằm mục đích triệt tiêu 
CMV cho cấu hình T2I. Cấu trúc bài báo 
được chia thành 4 phần: 1) giới thiệu tổng 
quan về bài báo, 2) trình bày cấu trúc T2I, 3) 
trình bày giải thuật PWM triệt tiêu CMV, 4) 
kết quả mô phỏng và thực nhiệm, 5) kết luận. 
2. CẤU HÌNH NGHỊCH LƯU BA BẬC 
HÌNH T 
Cấu tạo của T2I gồm có 3 nhánh, mỗi 
nhánh gồm có 4 khóa bán dẫn được biểu diễn 
như hình 1. 
S1a
S3a
S1b S1c
O
S2b
S2c
S2a
S2x
G
Ra
Rb
Rc
S3b S3cN
Bộ Lọc 
LC
Vdc/2
Vdc/2
Vdc
P
A
B
C
Hình 1. Cấu trúc TL-T2I 
Trong đó, một khóa 2 chiều được cấu tạo 
bởi hai IGBT được mắc nối tiếp ngược chiều 
và nối với điểm giữa của điện áp DC-link. 
Hai khóa bán dẫn còn lại tương ứng nối với 
điểm trên (“P”) và điểm dưới (“N”) của điện 
áp DC-link. 
Điện áp ngõ vào Vdc được chia thành 
hai phần bằng nhau nhờ hai tụ điện công suất 
cao có cùng giá trị. Do đó, điện áp DC-link 
có 3 cấp điện áp: +Vdc/2, 0, -Vdc/2. 
Bảng 1. Trạng thái các khóa của T2I 
(x = a, b, c) 
Trạng thái khóa Điện áp ngõ ra 
S1x S2x S3x VxO 
1 0 0 +Vdc/2 
0 1 0 0 
0 0 1 -Vdc/2 
Khi kích đóng khóa S1x (x = a, b, c), 
điện áp ngõ ra VXO đạt được giá trị +Vdc/2. 
Tương tự, khóa S2x được kích đóng nối điểm 
trung tính (“O”) của nguồn với ngõ ra. Do 
đó, điện áp ngõ ra VXO bằng không. VXO 
đạt được giá trị -Vdc/2 bằng cách kích đóng 
khóa S3x. 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
43 
CR21
0
0
t
t
t
t
-1
CR1
0
T
Va
0
S1a
S2a
S3a
Hình 2. Phương pháp PWM truyền thống 
cho T2I 
Phương pháp PWM truyền thống điều 
khiển cho mạch T2I sử dụng ba tín hiệu tham 
chiếu có dạng sine và hai sóng mang tần số 
cao. Xung kích cho các khóa bán dẫn pha A 
được biểu diễn như hình 2. 
3. PHƯƠNG PHÁP PWM TRIỆT TIÊU 
CMV CHO T2I 
3.1. Phân tích CMV cho T2I 
Điện áp từ pha so với tâm nguồn của 
mạch nghịch lưu được xác định dựa trên 
trạng thái đóng cắt các khóa của mạch nghịch 
lưu và được xác định thông qua phương trình 
sau: 
1
2
3
 1
2
0 1
 1
2
dc
X
XO X
dc
X
V
if S
U if S
V
if S
ìïï + =ïïïïï= =í
ïïïï - =ïïïî
 (1) 
Nhằm mục đích thuận lợi trong quá trình 
phân tích, biến TX được định nghĩa sao cho: 
.
2
dc
XO X
V
U T= (2) 
Giá trị của TX được xác định qua 
phương trình sau: 
1
2
3
1 1
0 1
1 1
X
X X
X
if S
T if S
if S
ì =ïïïï= =í
ïïï - =ïî
 (3) 
Điện áp từ pha so với tâm tải được xác 
định dựa trên công thức sau: 
2 1 1
1
. 1 2 1 .
3
1 1 2
AG AO
BG BO
CG CO
V U
V U
V U
é ù é ùé ù- -
ê ú ê úê ú
ê ú ê úê ú= - -
ê ú ê úê ú
ê ú ê úê ú- -ë ûë û ë û
 (4) 
Do tải sử dụng trong mạch nghịch lưu là 
cân bằng, nên: 
0AG BG CGV V V+ + = (5) 
Từ các phương trình trên, CMV có thể 
được xác định thông qua điện áp ngõ ra ba 
pha của mạch nghịch lưu. Cụ thể, được biểu 
diễn bởi phương trình sau: 
.
3 6
AO BO CO A B C
GO dc
V V V T T T
V V
+ + + +
= =
 (6) 
Dựa vào công thức (6), tương ứng với 
mỗi giá trị của TA, TB, TC, luôn luôn xác 
định được một giá trị CMV. Bảng 2 liệt kê 
các giá trị CMV ứng với các trạng thái của 
TA, TB, TC. 
Như trình bày ở bảng 2, các giá trị [TA 
TB TC] là một trong các giá trị [-1 0 1], [-1 1 
0], [0 -1 1], [0 0 0], [0 1 -1], [1 -1 0] và [1 0 
-1] thì CMV bằng không. Từ đó, dễ dàng xác 
định được điều kiện để triệt tiêu CMV như 
sau: 
0A B CT T T (7) 
Bảng 2. Giá trị CMV 
STT TA TB TC CMV 
1 -1 -1 -1 -Vdc/2 
2 -1 -1 0 -Vdc/3 
3 -1 -1 1 -Vdc/6 
4 -1 0 -1 -Vdc/3 
5 -1 0 0 -Vdc/6 
6 -1 0 1 0 
7 -1 1 -1 -Vdc/6 
8 -1 1 0 0 
9 -1 1 1 +Vdc/6 
10 0 -1 -1 -Vdc/3 
11 0 -1 0 -Vdc/6 
12 0 -1 1 0 
13 0 0 -1 -Vdc/6 
14 0 0 0 0 
15 0 0 1 +Vdc/6 
16 0 1 -1 0 
17 0 1 0 +Vdc/6 
18 0 1 1 +Vdc/3 
44 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
STT TA TB TC CMV 
19 1 -1 -1 -Vdc/6 
20 1 -1 0 0 
21 1 -1 1 +Vdc/6 
22 1 0 -1 0 
23 1 0 0 +Vdc/6 
24 1 0 1 +Vdc/3 
25 1 1 -1 +Vdc/6 
26 1 1 0 +Vdc/3 
27 1 1 1 +Vdc/2 
3.2. Phương pháp PWM triệt tiêu CMV 
Ba tín hiệu tham chiếu được sử dụng 
trong phương pháp PWM truyền thống để 
điều khiển tín hiệu đóng ngắt cho các khóa 
bán dẫn của T2I được biểu diễn như sau: 
( )
( )
( )
sin
sin 2 / 3
sin 2 / 3
A
B
C
V m
V m
V m
q
q p
q p
ìï =ïïï = -í
ïïï = +ïî
 (8) 
m là chỉ số điều chế và được xác định. 
0 1m (9) 
Để dễ dàng trong việc giải thích, 𝐿𝑥và 
(𝑥 = 𝑎, 𝑏, 𝑐) được định nghĩa như sau: 
1 0
0 0
x
x
x
if V
L
if V
 (10) 
Với 𝐿𝑥 được định nghĩa bởi phương 
trình (10), sai số giữa 𝑉𝑥 và 𝐿𝑥 được xác 
định như sau: 
x x xV L (11) 
Trong đó, 𝜀𝑥 với (𝑥 = 𝑎, 𝑏, 𝑐) là sai số 
giữa 𝑉𝑥 và 𝐿𝑥. 
Từ (10) và (11) kết hợp với điều kiện tải 
cân bằng (𝑉𝐴𝐺 + 𝑉𝐵𝐺 + 𝑉𝐶𝐺 = 0). Dễ dàng 
chứng minh được: 
1 1
2 2
A B C
A B C
A B C
if L L L
if L L L
  
 (12) 
Giải thuật triệt tiêu CMV cho T2I được 
giải thích thông qua hai trường hợp: 𝜀𝐴 +
𝜀𝐵 + 𝜀𝐶 = 1 và 𝜀𝐴 + 𝜀𝐵 + 𝜀𝐶 = 2. 
Không mất tính tổng quát, giả sử rằng 
A B C   (13) 
Trường hợp 1: 𝜀𝐴 + 𝜀𝐵 + 𝜀𝐶 = 1 
1
0
-1
1 
0
1
0
0
-1
TA
TB
TC
VC
VB
VA
1
ref1=1- A
ref2= C
0
 C
 A
 B
t
t
t
t
t
CMV
0
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7
t
t
t
t
TA
TB
TC
1
0
1
0
0
-1
CMV
t
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6
0
a) b)
Hình 3. Trường hợp 1 của giải thuật PWM 
triệt tiêu CMV. (a) bình thường (b) triệt tiêu 
CMV 
Trong trường hợp 1, để triệt tiêu CMV, 
hai tín hiệu điều khiển mới 𝑟𝑒𝑓1 và 𝑟𝑒𝑓2 
được định nghĩa dựa trên giá trị lớn nhất và 
nhỏ nhất của 𝜀𝑥 với (𝑥 = 𝑎, 𝑏, 𝑐) như sau: 
1 min
2 max
1ref
ref


 (14) 
Với giả thuyết (13), trong trường hợp 
này, 𝑟𝑒𝑓1 và 𝑟𝑒𝑓2 được xác định thông qua 
𝜀𝑎 và 𝜀𝑐 như Hình. 3(b). Khi đó, các tín 
hiệu 𝑇𝐴, 𝑇𝐵 và 𝑇𝐶 được tổng hợp dựa trên 
𝑟𝑒𝑓1 và 𝑟𝑒𝑓2 theo quy luật được biểu diễn ở 
Hình. 3(b). 
Hình. 3(a) biễu diễn phương pháp PWM 
thông thường cho TL-T2I. Giá trị CMV đối 
với phương pháp này bị triệt tiêu trong 
khoảng thời gian từ t1 đến t2 và t5 đến t6, 
trong các khoảng thời gian còn lại luôn luôn 
tồn tại một giá trị CMV khác không. 
Đối với phương pháp PWM triệt tiêu 
CMV được trình bày ở Hình. 3(b), giá trị 
CMV bằng không trong suốt quá trình hoạt 
động của mạch nghịch lưu. 
Trường hợp 2: 𝜀𝐴 + 𝜀𝐵 + 𝜀𝐶 = 2 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
45 
1 
0
1
0
2
1
0 
-1
0
-1
1
0
TA
TB
TC
VC
VB
VA
 C
 B
 A
t
-1
1
0
t
t
t
t
CMV
0
t
ref1= A
ref2=1- C
0
-1
0
-1
1
0
0
1
t
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6
a) b)
TA
TB
TC
CMV
0
Hình 4. Giải thuật PWM triệt tiêu CMV cho 
trường hợp 2. (a) bình thường (b) triệt tiêu 
CMV 
Tương tự trường hợp 1, trong trường hợp 
2, để triệt tiêu CMV, hai tín hiệu điều khiển 
mới 𝑟𝑒𝑓1 và 𝑟𝑒𝑓2 được định nghĩa dựa trên 
giá trị lớn nhất và nhỏ nhất của 𝜀𝑥 với (𝑥 =
𝑎, 𝑏, 𝑐) như sau: 
1 min
2 max1
ref
ref


 (15) 
Cụ thể, khi sử dụng giả thuyết (13), giá 
trị 𝑟𝑒𝑓1 và 𝑟𝑒𝑓2 được tính toán dựa trên 𝜀𝑎 
và 𝜀𝑐 như hình 4(b). 
Đối với phương pháp thông thường, 
trong khoảng thời gian từ t2 đến t3 và t4 đến 
t5, giá trị CMV bằng không. Tuy nhiên, tại 
các thời điểm khác, CMV không được triệt 
tiêu, được biểu diễn ở Hình. 4(a). 
Trong Hình. 4(b), khi sử dụng hai tín 
hiệu 𝑟𝑒𝑓1 và 𝑟𝑒𝑓2 để tổng hợp 𝑇𝐴, 𝑇𝐵 và 
𝑇𝐶, CMV được triệt tiêu tại mọi thời điểm 
trong một chu kỳ sóng mang. 
Trên đây trình bày hai trường hợp của 
giải thuật triệt tiêu CMV cho cấu hình 
TL-T2I với giả thuyết (13). Giải thuật này có 
thể được thực hiện tương tự đối với các 
trường hợp khác của 𝜀𝑥 với (𝑥 = 𝑎, 𝑏, 𝑐) 
nhằm mục đích triệt tiêu CMV. Lưu đồ thực 
hiện giải thuật này được trình bày trong 
Hình. 5. 
Đúng
VX (X=A, B, C)
LX (X=A, B, C)
ƐX (X=A, B, C)
ƐA+ ƐB+ƐC=1
Trường hợp 1 Trường hợp 2
Sai
TX (X=A, B, C)
Khối tạo xung kích
Hình 5. Lưu đồ giải thuật triệt tiêu CMV cho 
TL-T2I. 
4. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC 
NGHIỆM 
4.1 Kết quả mô phỏng 
Để kiểm chứng giải thuật triệt tiêu CMV 
cho TL-T2I được trình bày trong phần 3, 
nhóm nghiên cứu tiến hành mô phỏng và 
thực nghiệm dựa trên phần mềm PSIM và mô 
hình thực nghiệm với các thông số sau: 
Bảng 3. Các thông số mô phỏng và thực 
nghiệm của TL-T2I. 
Thông số các thành phần Giá trị 
Điện áp ngõ vào Vdc 350 VDC 
Điện áp ngõ ra Vo 110VRMS 
Tần số ngõ ra fo 50 Hz 
Tần số sóng mang fs 5 kHz 
Tỉ số điều chế M 0.89 
Tụ điện C1=C2 2200 F 
Mạch lọc LC Lf and Cf 3 mH và 10 F 
Tải trở Rt 40 Ω 
46 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
Hình 6. Kết quả mô phỏng giải thuật triệt 
tiêu CMV cho TL-T2I. Từ trên xuống dưới: 
dòng điện 3 pha (Ia, Ib, Ic), điện áp pha 
(VAG), điện áp cực (VAO), điện áp dây 
(VAB), điện áp tải (VR) và điện áp 
common-mode (CMV). 
Với thông số mô phỏng được liệt kê ở 
Bảng. 3 và kết quả mô phỏng được biểu diễn 
ở Hình. 6, có thể thấy rằng, khi sử dụng giải 
thuật triệt tiêu CMV đã được trình bày, CMV 
luôn luôn bằng không trong suốt quá trình 
hoạt động của TL-T2I. 
Mạch nghịch lưu tạo ra 3 bậc điện áp 
+175V, 0V và -175V ở ngõ ra, được thể hiện 
ở dạng sóng VAO trong Hình. 6. 
Vì CMV được triệt tiêu nên dạng sóng 
điện áp cực (VAO) cũng chính là dạng sóng 
điện áp pha (VAG) được biểu diễn như Hình. 
6. 
Với điện áp ngõ vào là 350V và chỉ số 
điều chế là 0.89, điện áp ngõ ra trên tải được 
tính toán gần bằng 110VRMS, hệ quả là 
dòng điện ngõ ra có giá trị hiệu dụng là 
2.75A được biểu diễn bằng dạng sóng VR và 
Ia, Ib, Ic trên Hình. 6. 
Hình 7. Kết quả mô phỏng của giải thuật 
triệt tiêu CMV và giải thuật truyền thống. (a) 
Tổn hao chuyển mạch, (b) Tổn hao dẫn, (c) 
THD điện áp pha ngõ ra (VAG). 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
47 
Các kết quả tổn hao do hiện tượng 
chuyển mạch, tổn hao dẫn của các khóa bán 
dẫn cũng như THD của điện áp pha ngõ ra 
trong 3LT2I được thống kê bằng mô phỏng 
với chỉ số điều chế (M) thay đổi từ 0.1 đến 
0.9 áp dụng cho hai trường hợp: giải thuật 
triệt tiêu CMV và giải thuật truyền thống, 
được biểu diễn như Hình. 7. Có thể thấy 
rằng, khi sử dụng giải thuật triệt tiêu CMV, 
công suất tổn hao do chuyển mạch cũng như 
THD của VAG tăng hơn so với trường hợp 
bình thường. Trong khi, công suất tổn hao 
dẫn của các khóa bán dẫn hầu như không 
thay đổi do hệ số công tác của các khóa là 
không đổi đối với hai giải thuật. Hình. 7 biểu 
thị THD của giải thuật triệt tiêu CMV tăng 
khoảng 56.7% so với giải thuật bình thường. 
4.2 Kết quả thực nghiệm 
Hình 8. Kết quả thực nghiệm. Từ trên xuống 
dưới: (a) Dòng điện ba pha (Ia, Ib, Ic), 
(b) Điện áp pha (VAG). 
Hình 9. Kết quả thực nghiệm. Từ trên xuống 
dưới: (a) Điện áp cực (VAO), 
(b) Điện áp dây (VAB). 
Hình 10. Kết quả thực nghiệm. Từ trên 
xuống dưới: (a) Điện áp trên tải R (VR), 
(b) Điện áp common-mode (CMV). 
Kết quả thực nghiệm được trình bày ở 
Hình. 8, Hình. 9 và Hình. 10 được tiến hành 
với các thông số được liệt kê ở Bảng. 3. 
Hình. 8. trình bày kết quả thực nghiệm 
dòng điện ngõ ra trên tải R và điện áp từ pha 
đến tâm tải (VAG). Thực tế đo được, giá trị 
hiệu dụng của dòng điện ngõ ra là 
2.59ARMS. Hình. 9 trình bày kết quả thực 
nghiệm điện áp từ pha so với tâm nguồn 
(VAO) và điện áp dây (VAB). 
Giải thuật triệt tiêu CMV được sử dụng 
làm cho VAG giống với VAO. Thực nghiệm 
đo được hai dạng sóng này bao gồm 3 cấp 
điện áp có giá trị gần bằng: +175V, 0V và 
-175V được trình bày như Hình. 8 và Hình. 
9. CMV trong trường hợp này có giá trị gần 
bằng không. Cụ thể giá trị hiệu dụng của 
CMV đo được là 3.97VRMS được trình bày 
trong Hình. 10, giá trị hiệu dụng của điện áp 
tải đo được là 107VRMS. 
5. KẾT LUẬN 
Bài báo này đã trình bày giải thuật PWM 
điều khiển cho mạch nghịch lưu ba bậc hình 
T nhằm mục đích triệt tiêu điện áp 
common-mode. 
Nguyên lý hoạt động, lý thuyết triệt tiêu 
CMV đã được trình bày và kiểm chứng qua 
các kết quả mô phỏng dưới sự hỗ trợ của 
phần mềm PSIM. 
Các kết quả thực nghiệm cũng được 
trình bày, phù hợp với các kết quả mô phỏng 
cũng như lý thuyết đã nêu ra. 
48 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
Cấu hình và giải thuật cho nghịch lưu 
hình T đã được phân tích phù hợp với các 
ứng dụng yêu cầu công suất vừa và nhỏ. 
LỜI CẢM ƠN 
 Bài báo này được thực hiện tại phòng thí 
nghiệm điện tử công suất nâng cao D405 với 
sự hỗ trợ của dự án KC186 của Trường Đại 
học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí 
Minh. 
Danh mục từ viết tắt 
NPC Neutral point Clamped 
FC Flying Capacitor 
T2I T-Type inverter 
TL-T2I Three-level T-Type Inverter 
PWM Pulse Width Modulation 
CMV Common mode voltage 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] D. T. Do and M. K. Nguyen, “Three-level quasi-switched boost Ttype inverter: 
analysis, PWM control, and verification,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 65, no. 10, 
pp. 8320 – 8329, Oct. 2018. 
[2] Mohammad Ahmad, Anil Kumar Jha, Sitaram Jana and, Kishore Kumar, “Simulation 
and Performance Analysis of a Grid Connected Multilevel Inverter Considering Either 
Battery or Solar PV as DC Input Sources”, IEEE, 978-1-5090- 6218-8/17, 2017. 
[3] Ngo Bac Bien, Nguyen Minh Khai, Do Duc Tri, Ngo Van Thuyen, “Bộ nghịch lưu 
chuyển tụ điện 9 bậc”, Tạp chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật, Đại học Sư Phạm Kỹ 
Thuật Tp HCM, số 44A, xuất bản tháng 10 năm 2017. 
[4] Lương Hoàn Tiến, Nguyễn Minh Khai, Trần Văn Thuận, Ngô Văn Thuyên, “ Bộ nghịch 
lưu một pha năm bậc nguồn Z hình T”, Xuất bản Trong Tạp Chí Tự Động Hóa Ngày 
Nay, hội Tự Động Hóa Việt Nam, số 16, xuất bản tháng 08 năm 2016. 
[5] Q. Song, W. Liu, Q. Yu, X. Xie, and Z. Wang, “A neutral-point potential balancing 
algorithm for three-level NPC inverters using analytically injected zero-sequence 
voltage,” in Proc. IEEE Applied Power Electronics Conf., vol. 1, 2003, pp. 228–233. 
[6] M. Malinowski, K. Gopakumar, J. Rodriguez, and M. A. Peérez, “A survey on cascaded 
multilevel inverters,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 57, no. 7, pp. 2197–2206, Jul. 
2010. 
[7] J. Huang and K. A. Corzine, “Extended operation of flying capacitor multilevel 
inverters,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 21, no. 1, pp. 140– 147, Jan. 2006. 
[8] Ghasem Hosseini Aghdam, "Optimised active harmonic elimination technique for 
three-level T-type inverters,” IET Power Electron.,vol. 8, no. 11, pp. 425-433, jun. 
2013. 
[9] C. Qin, C. Zhang, A. Chen, X. Xing and G. Zhang, “A Space Vector Modulation 
Scheme of Quasi-Z-Source Three-Level T-Type Inverter for Common-Mode Voltage 
Reduction,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. PP, DOI 10.1109/TIE.2018.2798611, no. 
99, pp. 1–1, Jan. 2018. 
[10] Nho-Van Nguyen, Tam-Khanh Tu Nguyen, Hong-Hee Lee, “A Reduced Switching 
Loss PWM Strategy to Eliminate Common Mode Voltage in Multilevel Inverters”,27 
IEEE Transactions on Power Electronics, PTC’05, vol. 30, no. 10, pp. 1–15, Oct. 2015. 
[11] Nho-Van Nguyen, Tam-Khanh Tu Nguyen, Hong-Hee Lee, “Eliminated 
Common-Mode Voltage Pulsewidth Modulation to Reduce Output Current Ripple for 
Multilevel Inverters”, IEEE Transactions on Power Electronics, PTC’05, vol. 31, issue. 
8, pp. 1–15, Aug. 2016. 
[12] U. T. Shami and H. Akagi, “Experimental discussions on a shaft end-to-end voltage 
appearing in an inverter-driven motor,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 24, no. 6, pp. 
1532–1540, Jun. 2009. 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
49 
[13] F. J. T. E. Ferreira, M. V. Cistelecan, and A. T. De Almeida, “Evaluation of 
slot-embedded partial electrostatic shield for high-frequency bearing current mitigation 
in inverter-fed induction motors,” IEEE Trans. Energy Conver., vol. 27, no. 2, pp. 382–
390, Jun. 2012. 
[14] H. Akagi and T. Shimizu, “Attenuation of conducted EMI emissions from an 
inverter-driven motor,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 23, no. 1, pp. 282–290, Jan. 
2008. 
[15] S. Ogasawara and H. Akagi, "Modeling and Damping of High-Frequency Leakage 
Currents in PWM Inverter-Fed AC Motor Drive Systems," IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 
32, no. 5, pp. 1105-1114, Sep./Oct. 1996. 
[16] J. S. Lee and K. B. Lee, “New modulation techniques for a leakage current reduction 
and a neutral-point voltage balance in transformerless photovoltaic systems using a 
three-level inverter,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 29, no. 4, pp. 1720-1732, Apr. 
2014. 
[17] M. C. Cavalcanti, K. C. de Oliveira, A. M. de Farias, F. A. S. Neves, G. M. S. Azevedo, 
and F. C. Camboim, “Modulation techniques to eliminate leakage currents in 
transformerless three-phase photovoltaic systems,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 57, 
no. 4, pp. 1360-1368, Apr. 2010. 
Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: 
Trần Vĩnh Thanh 
Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp.HCM 
Email:tranvinhthanh.tc@gmail.com