Kỹ thuật Pwm cải tiến cho nghịch lưu 5 bậc cascade H - Bridge với khả năng tăng áp

Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
67 
KỸ THUẬT PWM CẢI TIẾN CHO NGHỊCH LƯU 5 BẬC 
CASCADE H-BRIDGE VỚI KHẢ NĂNG TĂNG ÁP 
MODIFIED PWM STRATEGY FOR FIVE LEVEL 
CASCADE H-BRIDGE INVERTER WITH BOOST VOLTAGE CAPABILITY 
Đỗ Đức Trí1, Quách Thanh Hải1, Trần Vĩnh Thanh1, 
Nguyễn Thanh Phương2, Phan Phúc Huy2, Văn Đức Chiến2 
1Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí Minh, Việt Nam 
2Trường Đại học Công Nghệ Thành phố Hồ Chí Minh, Việt Nam 
Ngày toà soạn nhận bài 2/8/2019, ngày phản biện đánh giá 28/8/2019, ngày chấp nhận đăng 3/10/2019 
TÓM TẮT 
Nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch (qSBI) có ưu điểm hơn so với nghịch lưu tựa 
nguồn Z (qZSI), với việc giảm một tụ điện và một cuộn dây. Nghịch lưu tựa khóa chuyển mạch 
không chỉ được áp dụng cho cấu hình liên kết cầu H (CHB) để tạo ra một bộ nghịch lưu năm 
bậc một pha liên kết mới (NCHB-1P-5LI) mà còn giảm độ gợn dòng điện của cuộn cảm bằng 
cách sử dụng hai sóng mang tần số cao Vcar1 và Vcar2, với Vcar2 được tạo ra bằng cách dịch 
pha Vcar1 900. Bài báo này trình bày phân tích mạch, các nguyên lý hoạt động và kết quả mô 
phỏng của CHB-5L-qSBI. Một mô hình thực nghiệm được xây dựng dựa trên bộ xử lý tín hiệu 
số (DSP) TMS320F28335 để kiểm tra nguyên lý hoạt động của CHB-5L-qSBI. 
Từ khóa: Nghịch lưu ghép cầu H; Nghịch lưu tăng áp; nghịch lưu năm bậc; ngắn mạch; 
nghịch lưu tựa nguồn Z. 
ABSTRACT 
The quasi-switched boost inverter (qSBI) has the advantage over the quasi-Z-source 
inverter (qZSI) in reducing one capacitor and one inductor. The qSBI is not only applied to 
the cascaded H-bridge (CHB) topology to create a new cascaded single-phase five-level 
inverter (CHB-1P-5LI) but also reduces the current ripple of the inductor by using two high-
frequency carriers vcar1 and vcar2, where vcar2 is generated by shifting vcar1 through 90°. 
This paper presents circuit analysis, the operating principles, and simulation results of the 
CHB-5L-qSBI. A laboratory prototype was constructed based on a DSP TMS320F28335 to 
validate the operating principle of the CHB-5L-qSBI. 
Keywords: Cascaded H-bridge inverter; boost inverter; five-level inverter; shoot-through 
state (ST); quasi-Z-source inverter. 
1. GIỚI THIỆU 
Ngày nay, nghịch lưu đa bậc đóng vai trò 
quan trọng cho những ứng dụng công suất cao 
bởi vì những lợi thế của chúng so với các bộ 
nghịch lưu điều chế độ rộng xung (PWM) 
thông thường. Những lợi thế của bộ biến tần 
đa bậc như sau: dạng sóng ngõ ra được cải 
thiện với THD thấp hơn, kích thước bộ lọc 
nhỏ hơn và nhiễu điện từ thấp hơn (EMI). [1] 
- [4]. Những cấu hình nghịch lưu đa bậc 
truyền thống có ba dạng nghịch lưu tổng quát 
đó là: cấu hình diode kẹp (Neutral Point 
Clamped-NPC), cấu hình tụ bay (Flying 
Capacitor-FC) và cấu hình ghép tầng cầu H 
(Cascade H-Bridge-CHB) [5] - [7]. Các diode 
và tụ điện được sử dụng để làm tăng các mức 
điện áp ngõ ra trong nghịch lưu diode kẹp và 
tụ bay. Mặt khác, để đạt được mức điện áp 
ngõ ra cao phải tăng nguồn DC ngõ vào. 
Nghịch lưu CHB-5L thông thường, mỗi 
nghịch lưu sử dụng một điện áp DC-link để 
tạo một điện áp được điều chế ở ngõ ra. Tổng 
68 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
điện áp ngõ ra của CHB đạt được bởi tổng 
của hai ngõ ra nghịch lưu độc lập. Mỗi 
nghịch lưu có thể tạo ngõ ra ba bậc. Cấu hình 
Cascade này có một vài thuận lợi như: sử 
dụng nguồn độc lập và có thể ghép nhiều 
module cầu H. Ngoài ra, điện áp ngõ ra của 
CHB đạt đến điện áp trung bình và có số bậc 
ngõ ra cao dẫn đến giảm kích thước của bộ 
lọc ngõ ra cũng như không cần sử dụng biến 
áp tăng áp. Tuy nhiên, nghịch lưu CHB 
truyền thống chỉ hoạt động giảm áp (điện áp 
AC ngõ ra thấp hơn điện áp DC ngõ vào). 
Hơn nữa, CHB truyền thống không cho phép 
trạng thái hai khóa trên cùng một nhánh dẫn 
đồng thời (hiện tượng trùng dẫn - Shoot 
Through). Hiện tượng này làm ngắn mạch 
nguồn áp ngõ vào nghịch lưu gây hư hại đối 
với hệ thống. Bộ dead-time thường được sử 
dụng để hạn chế ảnh hưởng của ST. Tuy 
nhiên, việc sử dụng dead-time làm suy giảm 
hiệu suất của bộ chuyển đổi công suất. 
Để cải tiến những bất lợi của nghịch lưu 
CHB truyền thống, nghịch lưu CHB tựa 
nguồn Z (CHB-qSBI) với một chặng chuyển 
đổi được trình bày trong [8]. Một giải thuật 
điều khiển mới phát triển CHB tựa nguồn Z 
cho nghịch lưu một pha đa bậc nối lưới được 
trình bày trong [9]. Tuy nhiên, mỗi module 
của mạng nguồn kháng đã sử dụng hai tụ 
điện và hai cuộn dây khi mức điện áp ngõ ra 
yêu cầu cao hơn, dẫn đến kích thước của tụ 
điện và cuộn dây phải lớn hơn, kết quả sẽ 
làm tăng trọng lượng và giá thành của hệ 
thống. 
Để cải thiện những bất lợi về trọng 
lượng, kích thước và giá thành của hệ thống, 
một cấu hình nghịch lưu tăng áp bằng khóa 
chuyển mạch (SBI) được trình bày trong 
[10]. Trạng thái ngắn mạch để tăng áp của 
SBI được sử dụng giống như nghịch lưu tựa 
nguồn Z. Tuy nhiên, SBI sử dụng nhiều hơn 
một khóa tích cực và một diode so với 
nghịch lưu tựa nguồn Z. Một cấu hình mới 
được đề xuất đó là nghịch lưu tăng áp tựa 
khóa chuyển mạch (qSBI) được đề xuất trong 
[11] để giảm điện áp stress trên tụ, tăng hệ số 
tăng áp và cải tiến dòng điện ngõ vào. Một 
báo cáo về sự so sánh giữa hai cấu hình qSBI 
và qZSI được trình bày trong [12]. Những ưu 
điểm của qSBI so với qZSI có tính nổi trội 
như sau: sử dụng ít hơn một cuộn dây, với 
điện cảm cao hơn và sử dụng ít hơn một tụ 
điện với điện dung thấp hơn, hệ số tăng áp 
cao hơn khi so sánh cùng các thông số, dòng 
điện đặt trên diode và khóa tích cực thấp hơn 
và hiệu suất cao hơn. Do các ưu điểm của 
qSBI so với các cấu hình đã trình bày ở trên. 
Vì thế cấu hình CHB-5L-qSBI được phân 
tích và kiểm chứng thông qua mô phỏng 
bằng phần mềm PSIM và kiểm chứng trên 
mô hình thực nghiệm. 
2. CẤU HÌNH NGHỊCH LƯU 
CASCADE H-BRIDGE 5 BẬC TỰA 
KHÓA CHUYỂN MẠCH 
L1 D11
Vdc1
C1
D12
iL
R 
load
S11
S12
S13
S14
S1
L2 D21
Vdc2
C2
D22
iL
S21
S22
S23
S24
S2
Cf
Lf
-
+V01
-
+V02
Hình 1. Cấu trúc của bộ CHB-5L-qSBI 
L1
D11
Vdc
S
C1
D12
iL1 AC 
load
L1
Vdc
S
C1
+
iL1 AC 
load
-
L1
Vdc
S
C1
iL1 AC 
load
(a) (b)
(c)
D11
D12
D11
D12
VPN
+
-
VPN
+
-
VPN
Hình 2. Nguyên lý hoạt động của bộ CHB-
5L-qSBI 
Cấu trúc của mạch CHB-5L-qSBI gồm 
hai mạch nghịch lưu cầu H tựa khóa chuyển 
mạch (HB-qSBI) ghép nối tiếp với nhau là 
HB-qSBI trên (UHB-qSBI) và HB-qSBI 
dưới (LHB-qSBI) được biểu diễn như Hình 
1. Mỗi mạch có cấu tạo gồm một mạng trở 
kháng (qSB) đặt phía trước mạch cầu H 
(HB). Mạng qSB gồm có một cuộn dây (L1 
hoặc L2), một tụ điện (C1 hoặc C2) hai diode 
(D11, D12 hoặc D21, D22) và một khóa bán dẫn 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
69 
(S1 hoặc S2). HB có cấu tạo gồm 4 khóa bán 
dẫn (S11, S12, S13, S14 của UHB-qSBI) hoặc 
(S21, S22, S23, S24 của LHB-qSBI) được biểu 
diễn ở Hình. 1. Với cấu trúc này, mỗi HB có 
khả năng tạo ra 3 cấp điện áp ở ngõ ra: +VPN, 
0, -VPN bằng cách kích đóng các khóa bán 
dẫn tương ứng được liệt kê như Bảng 1. 
Trong đó, VPN là điện áp ngõ ra của mạng 
qSB. Điện áp ngõ ra của CHB-5L-qSBI là 
tổng điện áp ngõ ra của hai mạch HB-qSBI. 
vcar1
VST
S1
S11
S13
0
t
1
0
0
t
t
t
-1
0
T
vref_anvref_a
-VST
vcar2
D0T/2
S2
S21
S23
0
t
0
0
t
tt1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8t0
t
ΔIL1
=ΔIL2
= Tất cả các khóa ở 
UHB-qSBI được kích 
đóng cùng thời điểm
= Tất cả các khóa ở 
LHB-qSBI được kích 
đóng cùng thời điểm
Trạng thái ngắn mạch
Trạng thái ngắn mạch
t9
D0T/2
D0T/2
Hình 3. Kỹ thuật điều khiển PWM cải tiến 
của CHB-5L-qSBI 
Bảng 1. Trạng thái đóng cắt của HB-qSBI 
(x = 1, 2) 
Trạng 
thái 
Khóa được 
kích đóng 
Diode 
dẫn 
Điện áp 
ngõ ra 
NST 1 
Sx, Sx1, Sx4 
Dx2 
+VPN 
Sx, Sx2, Sx4 0 
Sx, Sx1, Sx3 0 
Sx, Sx2, Sx3 -VPN 
NST 2 
Sx1, Sx4 
Dx1, 
Dx2 
+VPN 
Sx, Sx2, Sx4 0 
Sx, Sx1, Sx3 0 
Sx, Sx2, Sx3 -VPN 
ST 
Sx1, Sx2, 
Sx3, Sx4, 
Dx1 0 
Do đó, ngõ ra của mạch nghịch lưu có 5 
bậc điện áp là: +2VPN, +VPN, 0, -VPN, -2VPN. 
Phương pháp PWM điều khiển mạch 
HB-5L-qSBI sử dụng hai tín hiệu tham chiếu 
dạng sine (Vref_a và Vref_an) và hai tín hiệu 
sóng mang có tần số cao lệch pha nhau 900 
(Vcar1 và Vcar2) được biểu diễn ở Hình. 3. Tín 
hiệu tham chiếu có phương trình như sau: 
_
_
.sin( )
.sin( )
ref a
ref an
V m
V m


 (1) 
Trong đó: m là chỉ số điều chế (0 ≤ m ≤ 
1), 𝜃 là góc pha 0 ≤ 𝜃 ≤ 2𝜋. 
Hai tín hiệu 𝑉𝑆𝑇 và −𝑉𝑆𝑇 được sử dụng 
để tạo xung kích ngắn mạch cho mạch HB và 
các khóa Sx của mạch qSB. 
Trạng thái đóng ngắt các khóa của HB-
5L-qSBI được biễu diễn trong Hình. 3. Trong 
đó xung kích cho khóa S12 và S14 là nghịch 
đảo của S11 và S13. Tương tự cho 4 khóa S21, 
S22, S23, S24. Trạng thái ngắn mạch được tạo 
ra bằng cách kích đóng tất cả các khóa của 
HB được biểu thị bằng ký hiệu và cho 
mạch UHB-qSBI và LHB-qSBI. 
2.1 Nguyên lý hoạt động 
Do hoạt động của hai mạch HB-qSBI là 
tương tự như nhau nên bài báo này chỉ phân 
tích nguyên lý hoạt động của mạch UHB-
qSBI. 
Có hai chế độ chính trong suốt quá trình 
hoạt động của UHB-qSBI đó là: chế độ 
không ngắn mạch (NST) và chế độ ngắn 
mạch (ST). 
2.1.1 Trạng thái không ngắn mạch 
Trạng thái NST 1: (từ t2 đến t3 và t6 đến 
t7) được biểu diễn như Hình. 2a. Trong trạng 
thái này, khóa S1 đóng, diode D11 phân cực 
ngược trong khi diode D12 phân cực thuận. 
Mạch nghịch lưu có thể tạo ra 3 cấp điện áp 
trên ngõ ra tùy thuộc vào trạng thái đóng ngắt 
của các khóa bán dẫn trên cầu H. Tụ điện C1 
xả năng lượng trong khi cuộn dây L1 được 
nạp năng lượng từ nguồn. Điện áp qua cuộn 
dây L1 được xác định như sau: 
1 1L dcV V (2) 
Trạng thái NST 2: (từ t1 đến t2, t3 đến t4, 
t5 đến t6 và t7 đến t8) được biểu diễn ở Hình. 
2b. Khóa S1 được kích ngắt, mạch nghịch lưu 
tạo ra 3 cấp điện áp ở ngõ ra. Diode D11 và 
D12 phân cực thuận. Cuộn dây L1 truyền năng 
70 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
lượng từ nguồn đến tải. Tụ điện C1 được nạp 
năng lượng. Điện áp qua cuộn dây được tính 
toán như sau: 
1 1L dc CV V V (3) 
2.1.2 Trạng thái ngắn mạch 
Trạng thái ST: (t0 đến t1, t4 đến t5 và t8 
đến t9) được biểu diễn như hình 2c. Trong 
khoảng thời gian này, tất cả các khóa trên 
mạch cầu H được kích đóng đồng thời. Do 
đó điện áp ngõ ra cũng như điện áp DC-link 
của mạch nghịch lưu bằng không. Tụ điện C1 
được cách ly ra khỏi mạch công suất do 
diode D12 phân cực ngược và khóa S1 được 
kích ngắt. Trong khi diode D11 được phân 
cực thuận. Cuộn dây L1 được nạp năng lượng 
từ nguồn DC ngõ vào. Tương tự như trạng 
thái NST 1, điện áp qua cuộn dây L1 được 
xác định như sau: 
1L dcV V (4) 
2.2 Phân tích trạng thái ổn định 
Tổng thời gian tồn tại của trạng thái ST 
và trạng thái NST 1 trong một chu kỳ sóng 
mang (từ t0 đến t9 được biểu diễn như Hình. 3) 
là 2D0T. Từ đó, dễ dàng xác định được thời 
gian tồn tại của trạng thái NST 2 là (1-2D0)T. 
Giả sử, tụ điện C1 có giá trị đủ lớn để điện áp 
trên tụ điện có giá trị không đổi trong suốt quá 
trình hoạt động. Điện áp của tụ C1 trong trạng 
thái xác lập được xác định như sau: 
1
1
01 2
dc
C
V
V
D
 (5) 
Đối với phương pháp PWM điều khiển 
cho CHB-5L-qSBI được biểu diễn ở Hình. 3, 
thời gian ngắn mạch cho hai mạch cầu H cũng 
như thời gian kích đóng cho khóa S1 và S2 
trong một chu kỳ sóng mang là như nhau. Do 
đó, điện áp trên tụ C2 được xác định như sau: 
2 1
01 2
dc
C C C
V
V V V
D
 (6) 
Độ gợn sóng dòng điện qua 2 cuộn dây 
L1 và L2 là như nhau và được tính toán như: 
0
1
2
L dcI V D
Lf
 (7) 
Biên độ đỉnh của sóng hài bậc một điện 
áp ngõ ra được tính dựa trên chỉ số điều chế 
m, hệ số ngắn mạch D0 và điện áp ngõ vào 
như sau: 
0
2
.2 .
1 2
dc
x C
V
V m V m
D
 (8) 
m là chỉ số điều chế và được xác định 
0 1m (9) 
D0 là hệ số ngắn mạch và được xác định 
0 1m D (10) 
3. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC 
NGHIỆM 
3.1 Kết quả mô phỏng 
Bảng 2. Thông số mô phỏng và thực nghiệm 
cho CHB-5L-qSBI. 
Thông số các thành phần Giá trị 
Điện áp ngõ vào Vdc 50 V 
Điện áp ngõ ra Vo 110 V 
Tần số ngõ ra fo 50 Hz 
Tần số sóng mang fs 5 kHz 
Tỉ số ngắn mạch D 0.273 
Tỉ số điều chế M 0.727 
Điện cảm L1 = L2 3mH/ 20 A 
Tụ điện C1 = C2 2200F/400 V 
Mạch lọc LC Lf và Cf 3mH và 10uF 
Tải trở Rt 40 Ω 
Hình 4. Kết quả mô phỏng từ trên xuống dưới: 
dạng sóng điện áp trên tụ (C1, C2) và điện áp 
ngõ vào (Vdc1, Vdc2), dòng điện của cuộn dây 
tăng áp (IL1 và IL2) cho CHB-5L-qSBI. 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
71 
Hình 5. Kết quả mô phỏng từ trên xuống dưới: 
dạng sóng điện áp trên tụ (C1, C2) và điện áp 
ngõ vào (Vdc1, Vdc2), dòng điện của cuộn dây 
tăng áp (IL1 và IL2) cho PWM thông thường. 
Bảng 2 liệt kê các thông số kỹ thuật của 
mô phỏng và thực nghiệm cho cấu hình 
CHB-5L-qSBI. Để kiểm tra nguyên lý hoạt 
động của CHB-5L-qSBI như trong Hình. 1, 
phần mềm mô phỏng PSIM được sử dụng. 
Khởi tạo Vdc1 = Vdc2 = 50 V. Điện áp ngõ ra 
của CHB-5L-qSBI có năm cấp; và điện áp tải 
là 110 Vrms. 
Hình 6. Kết quả mô phỏng dạng sóng dòng 
điện ngõ ra (IR) và điện áp ngõ ra (V0). 
Hình. 4, điện áp ngõ vào (Vdc1 và Vdc2) 
được khởi tạo 50V và điện áp trên tụ đạt (VC1 
và VC2) 110V, dòng điện trên cuộn dây tăng áp 
(IL1 và IL2) 3.2A. Hình. 5 điện áp ngõ vào và 
điện áp trên tụ có giá trị như nhau tuy nhiên 
với giải thuật PWM thông thường giá trị dòng 
điện trung bình trên cuộn dây tăng áp đạt 
4.0A. Như kết quả từ Hình. 4 và Hình. 5 có 
thể thấy rằng, dòng điện trung bình của cuộn 
tăng áp trong giải thuật PWM cải tiến giảm 
0.8A so với giải thuật PWM thông thường. 
Hình. 6 có thể thấy rằng dòng điện hiệu 
dụng ngõ ra trên tải R đạt được 1.89A và 
điện áp ngõ ra hiệu dụng đạt được 156V. 
3.2 Kết quả thực nghiệm 
Hình 7. Kết quả thực nghiệm dạng sóng ngõ 
ra của dòng điện Id và điện áp pha Vo 
Hình. 7, từ trên xuống dưới, có thể thấy 
rằng điện áp ngõ vào Vdc1=Vdc2=50V, điện áp 
trên tụ Vc1=Vc2=108V. Kết quả thực nghiệm 
gần với kết quả mô phỏng. 
Hình 8. Kết quả thực nghiệm dạng sóng 
dòng điện IL1 và IL2 của cuộn dây tăng áp. 
Hình 9. Kết quả thực nghiệm dạng sóng 
dòng điện ngõ ra (IR) và điện áp ngõ ra (V0). 
72 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
Hình. 8, dòng điện trên các cuộn dây 
tăng áp đạt IL1=IL2= 3.15A tại thời gian 
40μs/div. Kết quả Hình. 8 so với kết quả mô 
phỏng Hình. 4 nhỏ hơn 0.05A. Bởi vì, trong 
kết quả thực nghiệm các khóa công suất phải 
chịu điện áp rơi còn kết quả mô phỏng điện 
áp rơi được xem như lý tưởng. 
Hình 10. Kết quả thực nghiệm THD của 
dòng điện ngõ ra (IR). 
Hình. 10 trình bày độ méo dạng dòng 
điện ngõ ra (THDi) đạt được 3.97% tại trị 
hiệu dụng dòng điện 1.674A. Với kết quả 
THDi này đã thỏa mãn tiêu chí nhỏ hơn 5% 
của tiêu chuẩn IEC61000-4-30 Edition 2 
Class A [13]. 
Hình 11. Mô hình thực nghiệm cho CHB-5L-
qSBI. 
Hình. 9 trình bày kết quả thực nghiệm 
của dòng điện ngõ ra (IR) và điện áp ngõ ra 
(V0). Từ kết quả này có thể thấy trị hiệu dụng 
dòng điện đạt được 1.73A và điện áp hiệu 
dụng ngõ ra đạt được 145V. 
Hình. 11 trình bày kết quả mô hình thí 
nghiệm cho hệ thống CHB-5L-qSBI. 
4 KẾT LUẬN 
Bài báo này đã trình bày một mạng 
nguồn kháng qSB được kết nối với nghịch 
lưu cascade cầu H 1 pha năm bậc. Bên cạnh 
các tính năng tăng, giảm áp (Buck-Boost), 
chịu đựng ngắn mạch và đa bậc. Với giải 
thuật đã trình bày, giải thuật này còn có thể 
giảm độ gợn dòng điện của cuộn dây tăng áp. 
Nguyên lý hoạt động và kết quả mô 
phỏng và thực nghiệm cho cấu hình CHB-
5L-qSBI đã được phân tích phù hợp với cơ 
sở lý thuyết. Cấu hình và giải thuật cho 
CHB-5L-qSBI phù hợp với các ứng dụng 
công suất trung bình và nhỏ như: hệ thống 
PV, pin nhiên liệu và động cơ. 
LỜI CẢM ƠN 
Bài báo này được thực hiện tại phòng thí 
nghiệm điện tử công suất nâng cao D405 với 
sự hổ trợ của dự án KC186 của Trường Đại 
học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí 
Minh. 
Danh mục từ viết tắt 
THD 
Total Harmonic 
Distortion 
qSBI 
Quasi Switch Boost 
Inverter 
CHB-FL 
Cascaded H-Bridge Five-
Level 
CHB-5L-qSBI 
Cascaded H-Bridge Five-
Level quasi switch bosst 
inverter 
qZS Quasi-Z-Source 
CHB Cascaded H-Bridge 
PWM Pulse Width Modulation 
IGBT 
Insulated Gate Bipolar 
Transistor 
SPWM 
Sine Pulse Width 
Modulation 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
73 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] Quách Thành Hải, Lê Huỳnh Lý, Đỗ Đức Trí, “Giải thuật điều chế sóng mang với đa 
sóng điều khiển cho nghịch lưu lai 5 bậc,” Tạp chí Khoa học Giáo dục Kỹ thuật, Trường 
Đại học Sư Phạm Kỹ thuật, số 41, Mar. 2017. 
[2] Multilevel inverters: a survey of topologies, controls, and applications’, IEEE Trans. 
Ind. Electron., 49, (4), pp. 724–738, 2002. 
[3] Kouro, S., Malinowski, M., Gopakumar, K., et al.: ‘Recent advances and industrial 
applications of multilevel converters’, IEEE Trans. Ind. Electron., 57, (8), pp. 2553–
2580, 2010. 
[4] Pereda, J., Dixon, J.: ‘Cascaded multilevel converters: optimal asymmetries and floating 
capacitor control’, IEEE Trans. Ind. Electron., 60, (11), pp. 4784–4793, 2013. 
[5] Rodriguez, J., Bernet, S., Steimer, P. K., et al.: ‘A survey on neutral-point clamped 
inverters’, IEEE Trans. Ind. Electron., 57, (7), pp. 2219–2230, 2010. 
[6] Druant, J., Vyncke, T., Belie, F. D., et al.: ‘Adding inverter fault detection to model-
based predictive control for flying-capacitor inverters’, IEEE Trans. Ind. Electron., 62, 
(4), pp. 2054–2063, 2015. 
[7] Ding K., Cheng K.W.E., Zou Y.P.: ‘Analysis of an asymmetric modulation methods for 
cascaded multilevel inverters’, IET Power Electron., 5, (1), pp. 74–85, 2012. 
[8] Sun, D., Ge, B., Yan, X., et al.: ‘Modeling, impedance-design, and efficiency analysis of 
quasi-Z-source module in cascaded multilevel photovoltaic power system’, IEEE Trans. 
Ind. Electron., 61, (11), pp. 6108–6117, 2014. 
[9] Liu, Y., Ge, B., Abu-Rub, H., et al.: ‘An effective control method for quasi-Zsource 
cascade multilevel inverter-based grid-tie single-phase photovoltaic power system’, 
IEEE Trans. Ind. Inform., 10, (1), pp. 399–407, 2014. 
[10] Ravindranath, A., Mishra, S., Joshi, A.: ‘Analysis and PWM control of switched boost 
inverter’, IEEE Trans. Ind. Electron., 60, (12), pp. 5593–5602, 2013. 
[11] Nguyen, M. K., Le, T. V, Park, S. J, et al.: ‘A class of quasi-switched boost inverters’, 
IEEE Trans. Ind. Electron., 62, (3), pp. 1526–1536, 2015. 
[12] Nguyen, M. K., Lim, Y. C., Park, S. J.: ‘A comparison between single-phase quasi-Z-
source and quasi-switched boost inverters’, IEEE Trans. Ind. Electron., 62, (10), pp. 
6336–6344, 2015. 
[13] IEC 61000-4-30: 2015. Testing and Measuring Techniques—Power Quality 
Measurement Methods; IEC: Geneva, Switzerland, 2015. 
© 2019 by the authors. Submitted for possible open access publication 
under the terms and conditions of the Creative Commons Attribution 
(CC BY) license ( 
Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: 
Đỗ Đức Trí 
Trường Đại học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp. HCM 
Email: tridd@hcmute.edu.vn