Nghịch lưu 3 bậc hình T với khả năng chịu lỗi

50 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
NGHỊCH LƯU 3 BẬC HÌNH T VỚI KHẢ NĂNG CHỊU LỖI 
THREE LEVEL T-TYPE INVERTER WITH ABILITY FAULT-TOLERANT 
Lê Hoàng Linh, Hồ Anh Khoa, Quách Thanh Hải, Trần Vĩnh Thanh, Đỗ Đức Trí 
Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM, Việt Nam 
Ngày toà soạn nhận bài 13/6/2019, ngày phản biện đánh giá 20/6/2019, ngày chấp nhận đăng 18/7/2019 
TÓM TẮT 
Bài báo này trình bày hoạt động của bộ nghịch lưu quasi Z Source (qZS) hình T 3 bậc với 
điều kiện hoạt động bình thường và lỗi khóa đóng ngắt hở mạch. Cấu hình này được kết hợp 
bởi hai thành phần chính: mạng nguồn kháng (qZS) và nghịch lưu ba bậc hình T. Bên cạnh 
những ưu điểm của nghịch lưu đa bậc nguồn áp, cấu hình này còn có khả năng khắc phục 
hiện tượng trùng dẫn trong nghịch lưu đa bậc truyền thống. Ngoài ra, cấu hình này đảm bảo 
duy trì tính ổn định cho hệ thống khi bất kỳ khóa đóng ngắt phía nghịch lưu hình T bị lỗi hở 
mạch. Trong các phương pháp sửa lỗi hở mạch cho cấu hình nghịch lưu truyền thống, công 
suất ngõ ra sẽ bị giảm. Tuy nhiên, nhược điểm này sẽ được khắc phục nhờ đặc tính tăng áp 
của mạng qSZ. Các kết quả mô phỏng và thực nghiệm được trình bày để kiểm chứng giải 
thuật điều khiển. 
Từ khóa: Tựa nguồn Z; Nghịch lưu hình T; Ngắn mạch; Chịu lỗi; điều chế độ rộng xung. 
ABSTRACT 
This paper presents the operation of three-level quasi Z source T-Type in normal and 
open-circuit switch failure mode (3L qZST2I-UFM). This topology has combined with two 
main components as quasi Z source (qZS) and three-level T-Type inverter. Besides the 
advantages of voltage source multilevel inverter, this topology is also capable of overcoming 
the shoot-through in the traditional multilevel inverter. Furthermore, this topology ensures 
the stability of the system when any switches of T-type is opened circuit failure. In 
open-switch circuit fault-tolerant methods of the traditional inverter, the output power will be 
reduced. However, this disadvantage will be overcome by the characteristic boost of the qZS 
network. Simulation and Experimental results have presented to verify the control algorithm. 
Keywords: Quasi Z Source (qZS); T-Type inverter; shoot through; Fault-tolerant; Pulse width 
modulation (PWM). 
1. GIỚI THIỆU 
Ngày nay, các bộ nghịch lưu nguồn áp đa 
bậc đã được ứng dụng rất nhiều trong lĩnh vực 
công nghiệp như hệ thống quang điện, hệ 
thống pin nhiên liệu [1 – 4], hệ thống tuabin 
gió, hệ thống điều khiển động cơ AC [5 – 7] 
và hệ thống điện phân phối [8, 9]. Một trong 
những thiết bị biến đổi điện năng phổ biến 
nhất là nghịch lưu ba pha. 
Các bộ nghịch lưu này được sử dụng rộng 
rãi bởi những thuận lợi như: hiệu suất cao, chi 
phí thấp và vận hành đơn giản. Tuy nhiên, một 
bất lợi là: Hệ thống làm việc như một bộ giảm 
áp (điện áp AC ngõ ra thấp hơn điện áp DC 
ngõ vào). Ngoài ra, hiện tượng trùng dẫn cũng 
là một hạn chế lớn của các bộ nghịch lưu 
truyền thống. Khuyết điểm này có thể được 
khắc phục nhờ việc sử dụng deadtime để tránh 
hiện tượng trùng dẫn. Tuy nhiên, cách giải 
quyết này làm suy giảm hiệu suất ngõ ra của 
mạch nghịch lưu và có ảnh hưởng không tốt 
đến chất lượng điện áp ngõ ra hoặc gia tăng 
chi phí. Để khắc phục hai nhược điểm này, 
cấu hình nguồn Z (Zs) đã được đề xuất [7]. 
Cấu hình này khắc phục được hiện tượng 
trùng dẫn và có khả năng tăng áp ngõ vào. Do 
đó, bộ nghịch lưu nguồn Z có thể làm việc ở 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
51 
chế độ tăng, giảm áp phù hợp với hầu hết các 
ứng dụng. Bên cạnh những thuận lợi này, các 
bất lợi của cấu hình nguồn Z còn tồn tại như 
điện áp stress trên các linh kiện còn khá lớn 
dòng điện ngõ vào không liên tục. Vì những 
bất lợi này cấu hình quasi Z source (qZs) 
đã được đề xuất với các ưu điểm có thể kể 
như: giảm điện áp stress trên các linh kiện 
dẫn và dòng điện ngõ vào liên tục. 
Do tính ứng dụng phổ biến của bộ 
chuyển đổi công suất trong nhiều hệ thống 
công nghiệp nên độ tin cậy của bộ chuyển 
đổi công suất ngày càng được quan tâm một 
cách đặc biệt [11, 12]. Trong bộ chuyển đổi 
công suất, linh kiện bán dẫn là một trong 
những thành phần dễ bị hư hỏng nhất. Hai sự 
cố có thể xảy ra là lỗi ngắn mạch hoặc lỗi hở 
mạch [13]. Lỗi ngắn mạch có tính chất 
nghiêm trọng hơn lỗi hở mạch. Tuy nhiên, do 
đặc tính của mạng nguồn kháng nên hiện 
tượng ngắn mạch sẽ được giải quyết và lỗi 
ngắn mạch sẽ nhanh chóng được chuyển 
sang lỗi hở mạch với mức độ nguy hiểm thấp 
hơn nhờ sự hỗ trợ của cầu chì cắt nhanh [16]. 
Do đó, bài báo này chỉ tập trung phân tích 
các phương pháp khắc phục sự cố lỗi hở 
mạch. Đã có các đề xuất về việc khắc phục 
sự cố hở mạch sử dụng giải thuật như [14]. 
Phương pháp này có ưu điểm là không sử 
dụng thêm các linh kiện dự phòng giúp cho 
bộ chuyển đổi tối ưu về kích thước. Tuy 
nhiên, điện áp stress trên các linh kiện bán 
dẫn tăng lên khá cao trong điều kiện hoạt 
động ở trạng thái lỗi hở mạch. Bên cạnh đó, 
độ vọt lố của dòng điện là rất cao trong giai 
đoạn quá độ chuyển từ trạng thái bình thường 
sang trạng thái lỗi và chất lượng điện áp ngõ 
ra bị suy giảm cũng là một khuyết điểm lớn 
của giải thuật này nếu muốn duy trì công suất 
ngõ ra. Phương pháp sử dụng thêm nhánh dự 
phòng đã được trình bày trong [15] với các 
ưu điểm có thể kể đến như giảm điện áp 
stress trên các linh kiện bán dẫn hoạt động 
trong trạng thái lỗi và chất lượng điện áp ngõ 
ra được duy trì đối với một số sự cố hở mạch 
nhất định. 
Với những thuận lợi và bất lợi cũng như 
tính ổn định của bộ chuyển đổi công suất như 
đã phân tích ở trên. Bài báo trình bày sự kết 
hợp giữa mạng nguồn kháng (qZS) và mạch 
nghịch lưu 3 bậc hình T có thể hoạt động ở 
trạng thái bình thường và trạng thái lỗi hở 
mạch của linh kiện chuyển mạch (IGBT). 
kết quả mô phỏng và thực nghiệm được thực 
hiện trên phần mềm PSIM và mô hình thực tế 
để kiểm chứng các lý thuyết đã phân tích. 
Cấu trúc bài báo được chia thành sáu 
phần chính: 1) Giới thiệu, 2) Cấu trúc nghịch 
lưu 3 bậc hình T qZS, 3) Giải thuật điều 
khiển, 4) Hoạt động của hệ thống dưới chế 
độ lỗi, 5) Kết quả mô phỏng và thực nghiệm, 
6) Kết luận. 
2. CẤU HÌNH NGHỊCH LƯU BA BẬC 
HÌNH T TỰA NGUỒN Z 
S1a
S2a
S1b
S2b
S3b
S1c
S2c
S3c
O
L2L1
L3L4
C1
C4
C2
C3
S3a
P
N
G
LaLbLc
RaRbRc
S1af
S3af
S2af
G
Ca
Cb
Cc
S2bf
S2cf
S2x
Vi
A
B
C
Hình 1. Cấu trúc của bộ nghịch lưu ba bậc 
hình T tựa nguồn Z với nhánh dự phòng. 
Nghịch lưu ba bậc hình T tựa nguồn Z 
(3L qZST2I) được kết hợp bởi hai phần 
chính đó là mạng nguồn kháng (qZS) và 
nghịch lưu 3 bậc hình T. Mạng qZS gồm có 
4 cuộn cảm (L1, L2, L3, L4), 4 tụ điện (C1, C2, 
C3, C4) và 2 diode (D1, D2), chúng được 
ghép với nhau để tạo ra điểm giữa (0). Điểm 
giữa này và hai ngõ ra của mạng qZS (P, N) 
sẽ cung cấp năng lượng cho mạch nghịch 
lưu 3 bậc hình T. Nghịch lưu 3 bậc hình T có 
cấu trúc gồm 3 nhánh (pha A, B, C). Mỗi 
nhánh của mạch nghịch lưu gồm 4 IGBT. 
Trong đó, một khóa hai chiều được cấu tạo 
bởi 2 IGBT mắc ngược chiều nhau và được 
trình bày như hình 1. 
52 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
Với cấu trúc 3 bậc, nghịch lưu hình T có 
khả năng tạo ra 3 cấp điện áp trên ngõ ra 
bằng cách kích đóng khóa S1x (x = a, b, c) 
điện áp VXO sẽ đạt được giá trị +VPN/2. Điện 
áp VXO sẽ đạt giá trị 0 khi khóa S2x được kích 
đóng. Tương tự, điện áp VXO sẽ đạt giá trị –
VPN/2 bằng cách kích đóng S3x. 
Giá trị điện áp VPN là kết quả của quá 
trình hoạt động của mạng nguồn kháng qZS 
và có thể phân tích bởi hai chế độ hoạt động 
chính của mạch đó là: chế độ ngắn mạch và 
không ngắn mạch như trình bày ở bảng 1 và 
hình 2. 
Gọi hệ số boost (độ lợi) của nghịch lưu 3 
bậc là B. Để xác định B, chúng ta dựa vào 
hai trạng thái hoạt động của bộ nghịch lưu: 
Trạng thái ngắn mạch và trạng thái không 
ngắn mạch. 
Bảng 1. Các trạng thái hoạt động của mạch 
nghịch lưu 
Trạng 
thái 
Các khóa 
hoạt động 
Diode phân 
cực thuận 
Điện áp 
ngõ ra 
NST 
(hình 
2a) 
S1x D1, D2 +VPN/2 
S2x D1, D2 0 
S3x D1, D2 -VPN/2 
ST 
(hình 
2b) 
S1x, S2x, 
S3x 
Không 0 
NST: không ngắn mạch; ST ngắn mạch 
O
L2L1
L3L4
C1
C4
C2
C3
P
N
D1
D2
O
L2L1
L3L4
C1
C4
C2
C3
P
N
D1
D2
ViVi
(a) (b) 
Hình 2. Nguyên lý hoạt động của 3L qZST2I. 
a) Trạng thái không ngắn mạch, b) trạng thái 
ngắn mạch 
Xét trạng thái không ngắn mạch như 
hình 2(a) các diode D1 và D2 phân cực thuận, 
hai tụ điện C2 và C3 được tích trữ năng lượng 
từ nguồn điện ngõ vào Vi và điện áp của hai 
cuộn dây L1 và L4. Trong khi đó tụ điện C1 
và C4 tích trữ năng lượng từ cuộn dây L2 và 
L3. Khoảng thời gian của trạng thái này là 
(1-D)T: 
{
𝑉𝑖 = 𝑉𝐿1 + 𝑉𝐿4 + 𝑉𝐶2 + 𝑉𝐶3
𝑉𝐿2 = −𝑉𝐶1 
𝑉𝐿3 = −𝑉𝐶4 
 (1) 
Xét trạng thái ngắn mạch như hình 2(b) 
các khóa đóng ngắt của nghịch lưu (S1x,2x,3x) 
được kích đóng đồng thời làm cho các diode 
D1 và D2 phân cực ngược. Trong khi đó, 
nguồn điện ngõ vào Vi và hai tụ điện C2 và 
C3 cung cấp năng lượng cho hai cuộn dây L2 
và L3. Khoảng thời gian của trạng thái ngắn 
mạch là DT: 
{
𝑉𝑖 = 𝑉𝐿1 + 𝑉𝐿4 − 𝑉𝐶1 − 𝑉𝐶4
𝑉𝐿2 = 𝑉𝐶2 
𝑉𝐿3 = 𝑉𝐶3 
 (2) 
Áp dụng phương pháp cân bằng điện áp 
trên cuộn dây cho (1) và (2) với thời gian 
ngắn mạch trong một chu kì sóng mang là 
DT và thời gian không ngắn mạch là (1 – 
D)T, có thể tính được điện áp trên các tụ điện 
như sau: 
{
𝑉𝐶1 = 𝑉𝐶4 =
𝑉𝑖. (1 − 𝐷)
2 − 4𝐷
𝑉𝐶2 = 𝑉𝐶3 =
𝑉𝑖. 𝐷
2 − 4𝐷
 (3) 
Từ các giá trị điện áp trên tụ được tính 
bởi phương trình (3), dễ dàng tính được độ 
lợi điện áp (B) giữa VPN và Vi như sau: 
𝐵 =
1
1 − 2𝐷
 (4) 
Trong đó: D =
𝑇𝑆𝑇
T
: tỉ số ngắn mạch trong 
mỗi chu kì. 
3. GIẢI THUẬT ĐIỀU KHIỂN 
Giải thuật điều khiển Sine Pulse Width 
Modulation (SPWM) được sử dụng để điều 
khiển cho nghịch lưu 3 bậc hình T. Ở đây, 
những tín hiệu kích các khóa bán dẫn cho 
mỗi pha được tạo ra bằng các so sánh tín hiệu 
tham chiếu dạng sine (sina) với sóng mang 
tần số cao (Vcar1, Vcar2). Để tạo ra trạng thái 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
53 
ngắn mạch hai hằng số điện áp VST, VSTN 
được so sánh với hai tín hiệu sóng mang tần 
số cao (Vcar1, Vcar2) có góc pha lệch nhau 
1800. Cụ thể, việc điều chế xung kích được 
mô tả như hình 3. 
vcar1
VST
S1a
S2a
S3a
ST
0
t
1
0
0
0
t
t
t
t
-1
0
T
sina
VSTN
DT/2 DT/2
vcar2
Hình 3. Giải thuật điều khiển sin PWM cho 
pha-A. 
Ba tín hiệu điều khiển dạng sine có 
phương trình: 
{
𝑠𝑖𝑛𝑎 = 𝑚. sin(𝜔𝑡) 
𝑠𝑖𝑛𝑏 = 𝑚. sin (𝜔𝑡 −
2𝜋
3
)
𝑠𝑖𝑛𝑐 = 𝑚. sin (𝜔𝑡 +
2𝜋
3
)
 (5) 
Trong đó: m là chỉ số điều chế (0 ≤ m ≤ 1). 
Tín hiệu sau khi được tạo ra sẽ được 
chèn trực tiếp vào tất cả các khóa của bộ 
nghịch lưu làm ngắn mạch ngõ ra của mạng 
Qzs với mục đích nạp năng lượng cho các 
cuộn dây tăng áp. Tổng thời gian tồn tại của 
tín hiệu ngắn mạch trong một chu kỳ sóng 
mang là DT với điều kiện sau: 
m + D ≤ 1 (6) 
4. HOẠT ĐỘNG CỦA 3L qZST2I DƯỚI 
ĐIỀU KIỆN LỖI HỞ MẠCH 
Lỗi xảy ra với nghịch lưu 3 bậc hình T 
có thể là lỗi ngắn mạch và lỗi hở mạch theo 
tài liệu [16] khi lỗi ngắn mạch xảy ra, khóa 
ngắn mạch được cách ly và cấu hình nghịch 
lưu hoạt động giống như lỗi hở mạch. Vì thế, 
trong bài báo này nhóm nghiên cứu chỉ tập 
trung trình bày hai sự cố lỗi hở mạch đó là: 
lỗi hở mạch khóa S1a hoặc khóa S3a và lỗi hở 
mạch khóa S2a. Giải thuật khắc phục sự cố 
cho hai lỗi này có thể ứng dụng cho các khóa 
khác trong cấu trúc một cách tương tự. 
Xét trạng thái lỗi hở mạch khóa S1a 
(Hình 4). Khi lỗi xảy ra, điện áp VAO không 
thể đạt được giá trị +VPN/2. Do đó, dạng sóng 
ngõ ra của dòng điện và điện áp tại pha-A 
không đảm bảo được tính đối xứng. 
S1a
S2a
S1b
S2b
S3b
S1c
S2c
S3c
O
L2L1
L3L4
Vi
C1
C4
C2
C3
S3a
P
N
G
LcLbLa
RcRbRa
S1af
S3af
S2af
G
Cc
Cb
Ca
S2bf
S2cf
S2x
A
B
C
Hình 4. Cấu hình của 3L qZST2I khi lỗi S1a. 
Như đã trình bày ở trên, phương pháp 
thay nhánh lỗi bằng nhánh dự phòng có cấu 
hình như hình 4. Nhánh dự phòng này bao 
gồm một khóa hai chiều và hai khóa một 
chiều. Khi S1a xảy ra lỗi, xung điều khiển của 
khóa S1af được kích đóng tương tự như xung 
điều khiển của khóa S1ađồng thời kích đóng 
khóa hai chiều S2a và S2af trong khi đó kích 
ngắt các khóa S1a và S3af. 
S1a
S2a
S1b
S2b
S3b
S1c
S2c
S3c
O
L2L1
L3L4
Vi
C1
C4
C2
C3
S3a
P
N
G
LcLbLa
RcRbRa
S1af
S3af
S2af
G
Cc
Cb
Ca
S2bf
S2cf
S2x
A
B
C
Hình 5. Cấu hình của 3L qZST2I khi sửa lỗi S1a. 
Xét trạng thái lỗi S2a tại pha-A như trình 
bày ở hình 6. Dòng điện và điện áp ngõ ra sẽ 
không giữ được tính đối xứng như trình bày 
ở hình 8. Do lỗi này không thể thay thế bằng 
nhánh dự phòng, vì thế giải pháp phải thay 
đổi kỹ thuật điều chế là lựa chọn ưu tiên. 
Trong thời gian xảy ra lỗi S2a, xung điều 
khiển của S1a,3a sẽ được điều chế sao cho 
54 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
pha-A hoạt động ở điều kiện 2 bậc trong khi 
pha-B và pha-C vẫn hoạt động ở điều kiện 3 
bậc, đồng thời kích ngắt khóa S2a. 
S1a
S2a
S1b
S2b
S3b
S1c
S2c
S3c
O
L2L1
L3L4
Vi
C1
C4
C2
C3
S3a
P
N
G
LcLbLa
RcRbRa
S1af
S3af
S2af
G
Cc
Cb
Ca
S2bf
S2cf
S2x
A
B
C
Hình 6. Cấu hình của 3L qZST2I khi lỗi S2a. 
5. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC 
NGHIỆM 
5.1 Kết quả mô phỏng 
Nhóm nghiên cứu tiến hành mô phỏng 
và thực nghiệm để xem khả năng chịu lỗi của 
nghịch lưu 3 pha 3 bậc hình T tải RL dưới sự 
hỗ trợ của phần mềm PSIM và mô hình thực 
tế với các thông số sau: 
Bảng 2. Các thông số mô phỏng và thực 
nghiệm của bộ nghịch lưu 
Thông số các thành phần Giá trị 
Điện áp ngõ vào Vdc 80 V 
Điện áp ngõ ra Vo 50 V 
Tần số ngõ ra fo 50 Hz 
Tần số sóng 
mang 
fs 5 kHz 
Tỉ số ngắn mạch D 0.3 
Tỉ số điều chế M 0.7 
Điện cảm 
L1 = L2 = 
L3 = L4 
1mH/ 20 A 
Tụ điện 
C1 = C2 = 
C3 = C4 
2200 F/400 V 
Mạch lọc LC Lf và Cf 3 mH và 10 F 
Tải trở Rt 40 Ω 
Hình 7. Kết quả mô phỏng dạng sóng dòng 
điện ngõ ra (IA, B, C), điện áp dây (VAB), điện 
áp pha (VAG), điện áp cực (VAO) trước và sau 
khi xảy ra lỗi S1a. 
Hình 8. Kết quả mô phỏng dạng sóng dòng 
điện ngõ ra (IA, B, C), điện áp pha (VAN), điện 
áp dây (VAB) và điện áp cực (VAO) trước và 
sau khi sửa lỗi S1a. 
Từ hình 7 chúng ta có thể thấy rằng, 
trước khi lỗi S1a xảy ra, dòng điện và điện áp 
cân bằng. Tuy nhiên, sau khi S1a xảy ra lỗi, 
dòng điện và điện áp bị mất cân bằng. Cụ thể 
như hình 6, dạng sóng dòng điện IA và điện 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
55 
áp pha VAG đã mất đi bán kì dương, điện áp 
dây mất đi tính đối xứng và điện áp cực VAO 
không đạt được giá trị +VPN/2. 
Từ hình 8, sau khi sửa lỗi S1a bằng 
nhánh dự phòng, dòng tải pha-A (pha lỗi) 
phục hồi về trạng thái ban đầu. Biên độ của 
các mức điện áp cũng phục hồi sau khi sự cố 
xảy ra. 
Hình 9. Kết quả mô phỏng dạng sóng dòng 
điện ngõ ra (IA, B, C), điện áp pha (VAN), điện 
áp dây (VAB) và điện áp cực (VAO) trước và 
sau khi S2a lỗi. 
Hình 10. Kết quả mô phỏng dạng sóng dòng 
điện ngõ ra (IA, B, C), điện áp dây (VAB), điện 
áp pha (VAG), điện áp cực (VAO) trước và sau 
khi sửa lỗi S2a. 
Từ hình 9, kết quả mô phỏng khi công 
tắc hai chiều S2a bị sự cố lỗi hở mạch. Dòng 
điện tải bị biến dạng khi sự cố xảy ra. Tuy 
không nghiêm trọng như lỗi S1a nhưng chất 
lượng và công suất ngõ ra bị suy giảm đáng 
kể. 
Hình 10 cho thấy các dạng sóng được 
khôi phục như dạng sóng ban đầu sau khi áp 
dụng giải thuật thay đổi kỹ thuật điều chế đối 
với trường hợp lỗi S2a, như kết quả hình 10 
có thể thấy rằng, sự biến dạng của dòng tải 
đã được khôi phục. 
5.2 Kết quả thực nghiệm 
Hình 10. Kết quả thực nghiệm dạng sóng 
ngõ ra của dòng điện (IA, B, C) và điện áp 
pha (VAG) trước và sau khi sửa lỗi S1a. 
Hình 11. Kết quả thực nghiệm dạng sóng 
ngõ ra của dòng điện (IA, B, C) và điện áp 
pha (VAG) trước và sau khi sửa lỗi S2a. 
Hình 11 và 12 từ trên xuống dưới dòng 
điện ngõ ra (IA, B, C), điện áp pha ngõ ra 
VAG. Dòng điện ngõ ra là 1.3A, điện áp ngõ 
ra là 50V. So sánh với kết quả mô phỏng, kết 
quả thực nghiệm nhỏ hơn bởi vì kết quả thực 
IA=2A/div 
VAG=100V/div 
I
A
= 2A/div 
V
AG 
= 100V/div 
t = 10ms/div 
56 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
nghiệm bị tổn thất do điện áp rơi trên các 
phần tử công suất. 
Hình 11 và 12, sau khi áp dụng giải thuật 
chịu lỗi, các dạng sóng của dòng điện và điện 
áp đã được khôi phục như trạng thái hoạt 
động bình thường. 
6 KẾT LUẬN 
Bài báo này đã trình bày một mạng 
nguồn kháng qZS được kết nối với nghịch 
lưu ba bậc hình T. Bên cạnh các tính năng 
tăng, giảm áp (Buck-Boost) và đa bậc, cấu 
hình này còn thể hiện các đặc tính ứng dụng 
chịu lỗi. Thực tế, trong một số ứng dụng 
công nghiệp, khả năng chịu lỗi của bộ 
chuyển đổi điện tử công suất là rất quan 
trọng khi quan tâm đến tính khả dụng, an 
toàn và độ tin cậy của hệ thống. 
Để khảo sát khả năng chịu lỗi của cấu 
hình qZST2I-UFM, các loại lỗi khác nhau đã 
được trình bày theo những phương pháp điều 
khiển của nhóm nghiên cứu. Nhìn chung, 
mỗi loại lỗi hở mạch dẫn đến một mạch 
tương đương khác nhau. 
LỜI CẢM ƠN 
Bài báo này được thực hiện tại phòng thí 
nghiệm điện tử công suất nâng cao D405 với 
sự hỗ trợ của dự án KC186 của Trường Đại 
học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí 
Minh. 
DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT 
3L Three level 
T2I T-Type inverter 
qZS Quasi-Z-Source 
UFM Under Fault Mode 
PWM Pulse width modulation 
IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor 
SPWM Sine Pulse width modulation 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] Quách Thành Hải, Lê Huỳnh Lý, Đỗ Đức Trí, “Giải thuật điều chế sóng mang với đa sóng 
điều khiển cho nghịch lưu lai 5 bậc,” Tạp chí Khoa học Giáo dục Kỹ thuật, Trường Đại 
học Sư Phạm Kỹ thuật, số 41, Mar. 2017. 
[2] Lê Kim Anh, “Ứng dụng các bộ biến đổi điện tử công suất trong điều khiển nối lưới các 
nguồn phân tán,” Tạp chí Khoa học Trường Đại học Cần Thơ, số 28, Aug. 2013. 
[3] K. P. Rao, Dr S. Sao, Dr JBV Subrahmanyam, “development of A Grid Connected 
Inverter for Solar PV System with Energy Capture Improvement Based On Current 
Control Strategy,” International Journal of Scientific and Research Publications, vol 3, 
Issue 4, Apr. 2013. 
[4] U. M. Choi, F. Blaabjerg, and K. B. Lee, “Control strategy of two capacitor voltages for 
separate MPPTs in photovoltaic systems using neutral-point-clamped inverters”, IEEE 
Trans. Ind Appl., vol 51, no. 4, pp. 3295-3303, July/Aug. 2015. 
[5] Nguyễn Minh Tâm, Đỗ Đức Trí, Hứa Duy Tiến, Trương Thị Bích Hà, “Cân bằng điện 
áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC,” Tạp chí Khoa học Giáo dục Kỹ thuật, 
Trường Đại học Sư Phạm Kỹ thuật, số 39, Dec. 2016. 
[6] Lê Minh Phương, Lê Tấn Đại, Phạm Thị Xuân Hoa, “Giải thuật điều khiển mới chia 
công suất trong các bộ nghịch lưu song song khi tải phi tuyến”, Science & Technology 
Development., vol 18, no.K2, May. 2015. 
[7] D. Mohan, X. Zhang, and G. H. B. Foo, “A simple duty cycle control strategy to reduce 
torque ripples and improve low-speed performance of a three-level inverter fed DTC 
IPMSM drive”, IEEE Trans. Ind. Electron., vol 64, no. 4, pp. 2709-2721, Apr. 2017. 
[8] C. J. Gajanayake, D. M. Vilathgamuwa, P.C. Loh, R. Teodorescu, F. Blaabjerg, 
“Z-source-inverter-based flexible distributed generation system solution for grid power 
quality improvement,” IEEE Trans. Energy Convers., vol. 24, no. 3, pp. 695-704, Sep. 2009. 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
57 
[9] C. J. Gajanayake, D. M. Vilathgamuwa, P. C. Loh, “Development of a comprehensive 
model and a multiloop controller for Z-source inverter DG systems,” IEEE Trans. 
Power Electron., vol.22, no.4, pp. 1453-1463, Jul. 2007. 
[10] P. C. Loh, F. Gao, F. Blaabjerg, S. Y. C. Feng, and K. N. J. Soon, 
“Pulsewidth-modulated Z-source neutral-point-clamped nverter,” IEEE Trans. Ind. 
Appl., vol. 43, no. 5, pp. 1295–1308, Sep./Oct. 2007. 
[11] Y. Song, B. Wang, “Survey on Reliability of Power Electronic Systems,” IEEE Trans. 
Power Electron., vol. 28, no. 1, pp. 591-604, Jan. 2013. 
[12] H. Wang, M. Liserre, F. Blaabjerg, P. de Place Rimmen, J. B. Jacobsen, T. Kvisgaard, J. 
Landkildehus, “Transitioning to Physics-of-Failure as a Reliability Driver in Power 
Electronics,” IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electron., vol. 2, 
no. 1, pp. 97-114, Mar. 2014. 
[13] P. Lezana, J. Pou, T. A. Meynard, J. Rodriguez, S. Ceballos, and F. Richardeau, “Survey 
on fault operation on multilevel inverters,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol 57, no. 7, pp. 
2207-2218, July. 2010. 
[14] V. Fernão Pires, Armando Cordeiro, Daniel Foito and J. F. Martins, “Quasi-Z-Source 
Inverter With a T-Type Converter in Normal and Failure Mode,” IEEE Transactions on 
Power Electronics, 2015. 
[15] S. Ceballos, J. Pou, J. Zaragoza, E. Robles and etc, “Fault- tolerant 
neutral-point-clamped converter soulutions based on including a fourth resonant leg,” 
IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 58, no. 6, pp. 2293-2303, Jun. 2011. 
[16] S. Xu, J. Zhang, J. Hang, “Investigation of a fault-tolerant three-level T-type inverter,” 
IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 53, no. 5, pp. 4613–4623, Sep./Oct. 2017. 
Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: 
Đỗ Đức Trí 
Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM 
Email: tridd@hcmute.edu.vn