Giải tích kỹ thuật điều chế sóng mang cho nghịch lưu 4 khóa với nguồn DC cân bằng

TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 11, SOÁ 02 - 2008 
GIẢI TÍCH KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ SÓNG MANG CHO NGHỊCH LƯU 4 KHÓA 
VỚI NGUỒN DC CÂN BẰNG 
Nguyễn Văn Nhờ, Nguyễn Xuân Bắc 
Trường Đại học Bách Khoa, ĐHQG –HCM 
1.ĐẶT VẤN ĐỀ 
So với bộ nghịch lưu áp 3 pha đầy đủ, sự tinh giảm các linh kiện của mạch nghịch lưu 4 khóa 
ở H.1 làm nó trở nên hấp dẫn các nhà nghiên cứu với hy vọng chế tạo thiết bị biến tần chi phí 
thấp [1]. Hạn chể được biết của nó là phạm vi điện áp thấp và sự giảm sút về chất lượng áp và 
dòng tải. Hiện tượng biến thiên các điện áp trên hai tụ nguồn dc đóng góp thêm suy giảm chất 
lượng áp ra. Sự mất cân bằng áp tải trong điều kiện bất đối xứng của các áp tụ có thể giải quyết 
bằng kỹ thuật PWM thích hợp [2]. Để nâng phạm vi áp tải, giải pháp phổ biến là sử dụng bộ 
chỉnh lưu điều chế PWM đặt ở ngõ vào cấu trúc phối hợp chỉnh lưu-nghịch lưu để nâng điện áp 
nguồn [3]. Mạch chỉnh lưu PWM còn hỗ trợ cải thiện chất lượng dòng điện ngõ và cân bằng áp 
hai tụ dc. Lợi thế trên sẽ thuận lợi khi hệ thống truyền động động cơ điện được chế tạo tích hợp 
cao. Hiện nay, kỹ thuật điều chế vector không gian (SVPWM) thường được để điều khiển nghịch 
lưu 4 khóa. Các kết quả nghiên cứu gần đây cho thấy, kỹ thuật sóng mang dễ dàng và linh họat 
cao hơn so với kỹ thuật điều chế vector không gian, đặc biệt trong các cấu trúc nghịch lưu áp 
không đối xứng và phức tạp [4],[5]. 
Bài báo trình bày một kỹ thuật điều chế mới dựa trên sóng mang có xét đến khả năng điều 
khiển tuyến tính vùng quá điều chế. Trong khuôn khổ giới hạn của bài báo, việc phân tích kỹ 
thuật điều chế được thiết kế với giả thiết nguồn áp dc cân bằng. Ví dụ trong các ứng dụng sử dụng 
nguồn pin, acquy hoặc có sử dụng hệ thống phần cứng bù áp dc ở ngõ vào. Vấn đề cân bằng ảnh 
hưởng dao động áp tải và kỹ thuật bù áp dc sẽ được giải quyết trong nghiên cứu khác [6]. 
2. PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ ĐỀ NGHỊ 
2.1.Giải tích vector bộ nghịch lưu áp 4 khóa 
Giả sử điện áp hai nguồn dc không đổi và bằng nhau: 
 Vc1=Vc2=Vd/2 (1) 
Từ 4 khả năng đóng ngắt linh kiện mô tả ở bảng 1, vector không gian điện áp 
tạo thành 4 vị trí đỉnh của hình thoi trên H.3a. Với kỹ thuật SVPWM tổng quát, mỗi vector 
điện áp yêu cầu có thể thực hiện bởi 4 vector đỉnh trên, cho bởi hệ thức: 
44332211 VKVKVKVKVref
rrrrr
+++= (2) 
14321 =+++ KKKK . 
Science & Technology Development, Vol 11, No.02 - 2008 
Hình 1. Cấu trúc bộ nghịch lưu áp 3 pha 4 khóa và giản đồ vector tương ứng 
Bảng 1: Trạng thái kích và vector áp đỉnh 
S1 S3 Va0 Vb0 Vc0 V 
0 0 Ud/2 0 0 Ud/3 
0 1 Ud/2 0 Ud - 3/djU 
1 0 Ud/2 Ud 0 3/djU 
1 1 Ud/2 Ud Ud -Ud/3 
Trong đó, K1,..,K4 lần lượt là tỉ lệ thời gian tác dụng của các vector đỉnh V1,..,V4 trong chu 
kỳ lấy mẫu Ts. Giải thuật SVPWM (2) gây ra số chuyển mạch lớn, nhưng bù lại chúng cho phép 
điều chỉnh phân bố thời gian giữa các vector V1 và V3, và giữa V2 và V4 để cải tiến chất lượng 
hệ thống.. 
Thực tế, phương án điều chế phổ biến đơn giản hơn chỉ sử dụng 3 trong 4 vector đỉnh, có thể 
thực hiện theo hệ thức tổng quát sau: 
332211 ppppppref VKVKVKV
rrrr
++= (3) 
1321 =++ ppp KKK . 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 11, SOÁ 02 - 2008 
Xét ví dụ vector đặt refV
r
nằm trong góc phần tư thứ nhất. Kỹ thuật SVPWM cho phép đạt 
vector refV
r
 bằng thực hiện chuỗi các vector áp 332211 ;; VVVVVV ppp
rrrrrr
=== (tương ứng 3 trạng 
thái (00),(10) và (11)) (có thể thực hiện bằng kỹ thuật sóng mang PD-PWM) với sai lệch vector 
điện áp tức thời nhỏ nhất. 
Vector áp yêu cầu vừa nêu cũng có thể thực hiện bằng chuỗi các vector áp 
231241 ;; VVVVVV ppp
rrrrrr
=== (tương ứng các trạng thái (01),(00) và (10)) (có thể thực hiện bằng 
kỹ thuật sóng mang PS-PWM). Phương pháp này có chất lượng áp tải thấp hơn do độ méo dạng 
cao hơn giải pháp ban đầu nhưng có lợi thế hạn chế các tác dụng của điện áp common mode gây 
ra. 
Phạm vi điều khiển tuyến tính: Để tiện việc so sánh và đánh giá phạm vi điều khiển áp ra, ta 
sử dụng định nghĩa chỉ số điều chế m như sau: 
3
)1(
d
m
V
V
m = (4) 
với Vm(1) là biên độ thành phần cơ bản của điện áp đạt được của phương pháp điều chế đề 
nghị. 
Dễ dàng suy ra rằng, phạm vi điều khiển tuyến tính của mạch nghịch lưu 4 khóa đạt đến chỉ 
số m=0.5, tương ứng biên độ áp cực đại bằng 
32
d
M
U
V = . 
2.2.Giải tích kỹ thuật sóng mang đề nghị 
Để đơn giản phân tích mạch, điểm trung tính hiệu quả được chọn tại 0 [4,5]. Trong mô hình 
mạch điện áp 3 pha- mạch dc, điện áp pha tải-tâm dc được phân tích ở dạng tổng thành phần tích 
cực vx12 và thứ tự không v0 [4]. Ta có: 
Vx0=vx12+v0; x=a,b,c. (5) 
Khi vector điện áp yêu cầu di chuyển theo quỹ đạo tròn, điện áp tích cực sẽ bằng thành phần 
cơ bản của mỗi pha tải, phụ thuộc vào biên độ Vref và pha q của điện áp yêu cầu, tức là: 
)34cos();32cos(;cos 121212 pqpqq -=-== refcrefbrefa VvVvVv (6) 
Pha tải A đã được nối cố định đến điểm chia nguồn, tương ứng với tín hiệu điều khiển dc 
không thay đổi. Ta có: 
2/0 da VV = . (7) 
Dựa vào H.1 và (5),(7), thành phần offset có thể suy ra như sau: 
120 2/ ad VVV -= (8) 
Điện áp đặt cho việc điều khiển các pha B và C có thể thiết lập bởi (5),(6) và (8). 
Đồ thị biểu diễn các điện áp điều khiển hai pha trên được minh họa cho trường hợp m=0.5 và 
vẽ trên H.2. 
Tương quan giữa kỹ thuật điều chế vector không gian và kỹ thuật sóng mang. Kỹ thuật 
SVPWM có cơ sở từ giản đồ vector không gian với các đại lượng đặc trưng gồm các vector áp 
đỉnh thực hiện và tỉ lệ thời gian tương ứng. Tương quan giữa kỹ thuật sóng mang PD PWM và 
PS PWM đề nghị với kỹ thuật SVPWM tương ứng được diễn tả trên H.3 a, b và H3 c,d. 
Kỹ thuật PD-PWM (Phase Disposition Carrier waveform PWM): 
Science & Technology Development, Vol 11, No.02 - 2008 
 Nếu vb0>vc0, trật tự các trạng thái thực hiện sẽ là (00-10-11) . Nếu vc0>vb0, trật tự trạng thái 
thực hiện là (00-01-11) (H.3a,b). Định nghĩa các vector trạng thái js
v ,j=1,2,3 và các biến cực trị 
Max , Min như sau : 
TT ss ]1,1[,]0,0[ 31 ==
rr
 và 
î
í
ì
<
>
=
00
00
2 ]1,0[
]0,1[
cb
T
cb
T
vvkhi
vvkhisr . (9) 
Hình 2. Bộ nghịch lưu áp 4 khóa, trường hợp tới hạn vùng tuyến tính m=0.5: a) Tín hiệu áp điều khiển pha 
a,b và c và b) Phân tích các thành phần tích cực và offset 
Hình 3.Kỹ thuật điều chế sóng mang a, b) PD PWM và c,d) PS PWM cho nghịch lưu 4 khóa 
),(;),( 0000 cbcb vvMinMinvvMaxMax == (10) 
Hàm áp điều khiển trong kỹ thuật sóng mang PD PWM và tỉ lệ thời gian tác động tương ứng 
Kj của các vector có thể xác định như sau: 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 11, SOÁ 02 - 2008 
332211 sKsKsKvref
rrrr
++= (11). 
 MinKMinMaxKMaxK =-== 321 ;; (12) 
Kỹ thuật PS-PWM (Phase shift carrier waveform PWM): 
Các hệ thức (11) và (12) dẫn giải cho kỹ thuật PD PWM có thể áp dụng cho trường hợp PS 
PWM. Điểm khác biệt là các hàm (9) và (10) được định nghĩa lại như sau, sử dụng các đồ thị 
H.3c,d : 
TT ss ]0,1[,]1,0[ 31 ==
rr
 và 
î
í
ì
-<
->
=
)1(]0,0[
)1(]1,1[
00
00
2
cb
T
cb
T
vvkhi
vvkhisr (13) 
)1,(;)1,( 0000 cbcb vvMinMinvvMaxMax -=-= (14) 
3.ĐIỀU KHIỂN TUYẾN TÍNH VÙNG QUÁ ĐIỀU CHẾ 
Khi chỉ số điều chế theo định nghĩa (4) vượt quá giá trị m=0.5, bộ nghịch lưu sẽ họat động 
trong vùng quá điều chế. Mặc dù, trong vùng quá điều chế đặc tính điều khiển trở nện phi tuyến 
với sự xuất hiện các sóng hài điện áp bậc thấp, điều khiển vùng quá điều chế lại tận dụng hiệu quả 
sử dụng nguồn dc và có tác dụng tích cực trong quá trình họat động quá độ. Đặc tính phi tuyến 
vùng quá điều chế có thể bù tuyến tính bằng kỹ thuật điều khiển giữa các quỹ đạo biên đơn giản 
[7]. Nguyên lý điều khiển giữa hai quỹ đạo biên được phát biểu tóm tắt như sau: Gọi m là chỉ số 
điều chế của điện áp yêu cầu vx và mA và mB sao cho mA<m<mB là chỉ số điều chế tương ứng với 
hai tín hiệu tích cực biết trước vxA,vxB. Điện áp yêu cầu sẽ đạt được bằng kỹ thuật điều chế tuyến 
tính trong phạm vi mA,mB, nếu như tín hiệu điều khiển điện áp tích cực mxv ,12 được xác định từ 
các tín hiệu biên theo hệ thức sau: 
BxAxmx vvv 1212,12 )1( hh +-= (15a) 
AB
A
mm
mm
-
-
=h (15b) 
Để áp dụng nguyên lý trên, cần xác định các quỹ đạo biên cơ bản cần cho việc dẫn giải hàm 
điện áp điều khiển nằm giữa chúng. Từ đồ thị vector không gian và tọa độ các vector đỉnh, ta suy 
ra quỹ đạo biên của chế độ tuyến tính là đường tròn cực đại nội tiếp (C1) tương ứng chỉ số m=0.5 
(H.2a,b). Phương trình của áp điều khiển và hàm tín hiệu tích cực 3 pha xác định trực tiếp theo hệ 
thức (5) và (6). Quỹ đạo biên thứ hai, tương ứng m=0.526, xác định bởi đường bao (C2) chu vi 
hình lục giác đều lớn nhất chứa trong hình thoi. Để có thể xác định hàm điện áp tích cực, ta cần 
tính tóan hàm điện áp pha tải- tâm mạch dc của hai pha B và C (H.4a). Ví dụ trong chu kỳ p2 
như sau: 
ï
ï
î
ï
ï
í
ì
<£+--
<£
<£
=
elsekhi
khik
khi
khik
vb
0
351)(
321
320
1
1
0 pqppq
pqp
pqq
 (16) 
Science & Technology Development, Vol 11, No.02 - 2008 
ï
ï
î
ï
ï
í
ì
+--
<£
<£-
<£
=
elsekhik
khi
khik
khi
vc
1)34(
341
3)3(
300
1
1
0
pq
pqp
pqppq
pq
 (17) 
Với 
p2
3
1 =k (18). 
Quỹ đạo biên thứ 3- (C3), tương ứng chỉ số m=0.551 xác định bởi vị trí 6 đỉnh của hình lục 
giác (chế độ six-step). Hàm điện áp pha-tâm mạch dc (H.4b) tương ứng với các chỉ số điều chế 
biên sau đây: 
Hình 4. Đồ thị tín hiệu áp pha-tâm mạch dc và các thành phần tích cực và offset tương ứng cho trường hợp 
tới hạn m=0.526 và m=0.551. 
ï
î
ï
í
ì
<£
<£<£
<£-
=
2321
)2367()26(5.0
620
0
pqp
pqppqp
pqp
khi
orkhi
khi
vb (19) 
ï
î
ï
í
ì
<£
<£<£
<£-
= )
23651
61123()652(5.0
260
0
pqp
pqppqp
pqp
khi
orkhi
khi
vc (20) 
Quá điều chế 2 chế độ: Đặc tính sóng hài có thể được tối ưu hóa bằng kỹ thuật quá điều chế 2 
chế độ. Do cấu hình không cho phép điều chỉnh offset nên tín hiệu điều khiển các pha B và C có 
thể suy trực tiếp từ điện áp pha tâm nguồn dc ứng với hai chỉ số biên, tức là: 
BxAxmx vvv 00,0 )1( hh +-= ;x=B,C (21). 
Giá trị các thông số của hệ thức xác định điện áp điều khiển (21) tương ứng 2 mode 1 và 2 
được cho trên bảng 1. Đồ thị minh họa kỹ thuật tạo điện áp điều khiển trong 2 chế độ mode 1 và 
2 mô tả trên H.5a,b. 
Chế độ mode 1 được đặc trưng bởi chỉ số méo dạng rất thấp, ngược lại với các giá trị tăng cao 
ở vùng quá điều chế 2 và đạt độ méo dạng lớn nhất ở chế độ 6 bước (m=0.5525). 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 11, SOÁ 02 - 2008 
Bảng 2. 
Các chế độ 
PWM 
Phạm vi họat 
động m 
Am Bm Axv 0 Bxv 0 
 Điều chế tuyến 
tính 
5.00 ££ m 0 0.5 0 (15) 
Quá điều chế 
mode 1 
526.05.0 £< m 0.5 0.5264 (15) (16),(17) 
Quá điều chế 
mode 2 
551.0526.0 £< m
0.5264 0.55125 (16), 
(17) 
(19),(20) 
4.KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC NGHIỆM 
Kết quả tính toán và vẽ đồ thị được thực hiện bằng phần mềm PSIM6.0. Các tham số dùng 
trong mô phỏng của mạch nghịch lưu 4 khóa với nguồn cân bằng được tính toán với các tham số 
liên quan như sau: Tải R=6 Ohm ,L=100mH. Nguồn dc uc1=uc2=20[V]. Tần số sóng mang tam 
giác fsw=5kHz. Kết quả mô phỏng các quá trình dùng kỹ thuật PD-PWM với chỉ số điều chế được 
chọn m=0.4 vẽ trên H.6. Với cùng thông số tải, kết quả mô phỏng vùng quá điều chế có ở các chế 
độ 1 và 2 được minh họa bởi các đồ thị trên H.7a và b. 
Mạch thực nghiệm nghịch lưu 4 khóa sử dụng card dSPACE DS1104 điều khiển bằng máy 
tính với phần mềm giao tiếp MATLAB/SIMULINK. Mạch công suất sử dụng 4 khóa trong modul 
bán dẫn tích hợp với mạch lái IGBT IRAMX20UP60A. Nguồn dc được thiết lập 40V, ổn định 
nhờ hai tụ lọc dc có điện dung C1=C2=6800 m F. Tải RL đấu dạng sao, có thông số R=6 W 
L=0.1H. Tần số hài cơ bản áp tải fout=50Hz. Kỹ thuật sóng mang PD PWM thực hiện với tần số 
5kHz. Thiết bị đo Tektronix 100MHz gồm 2 kênh, probe điện áp được điều chỉnh x10, các đại 
lượng đo biểu diễn gồm : dạng điện áp pha B,C, dòng điện 2 pha B-,C- và phân tích FFT sóng hài 
dòng điện. Kết quả thực nghiệm và phân tích phổ FFT đo được cho trường hợp điều chế vùng 
tuyến tính được chọn m=0.4, ; vùng quá điều chế mode 1 m=0.5225 ; và quá điều chế mode 2 
m=0.5454 được mô tả trên các H.8 và H.9. 
Kết quả thực nghiệm phù hợp với kết quả mô phỏng với sự cân bằng các pha tải, chứng minh 
tính đúng đắn của mô hình điều khiển sóng mang được đề xuất. 
Science & Technology Development, Vol 11, No.02 - 2008 
Hình 5. Dẫn giải cách tạo tín hiệu điều khiển cho các pha b và c cho quá điều chế mode 1 và mode 2 
5.KẾT LUẬN 
Bài báo đã trình bày giải tích kỹ thuật điều chế sóng mang mới cho mạch nghịch lưu 3 pha 4 
khóa có nguồn cân bằng. Bài báo cũng chỉ ra phương pháp mới điều khiển tuyến tính vùng quá 
điều chế , sử dụng nguyên lý điều khiển giữa các quỹ đạo biên. Mối tương quan tổng quát giữa kỹ 
thuật điều chế vector không gian và điều chế sóng mang đã được chứng minh. Mô hình giải tích 
mạch đơn giản và linh họat có thể áp dụng mở rộng cho mạch nghịch lưu 4 khóa với nguồn 
không cân bằng. Bài báo cũng chỉ ra chất lượng sóng hài của các kỹ thuật điều chế liên quan. Kết 
quả phương pháp đề nghị đã được minh họa bằng mô phỏng và thực nghiệm. 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 11, SOÁ 02 - 2008 
Hình 6. Kết quả mô phỏng vùng điều chế tuyến tính m=0.4. Đồ thị điện áp và dòng tải pha B- và C- 
Hình7. Kết quả mô phỏng a) Quá điều chế mode 1 m=0.5225 và b) mode 2, m=0.5447. Đồ thị điện áp và 
dòng điện tải pha B- và C-; phân tích FFT sóng hài dòng điện. 
Science & Technology Development, Vol 11, No.02 - 2008 
Hình 7. Kết quả thực nghiệm. Điều chế PWM vùng tuyến tính với m=0.4 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 11, SOÁ 02 - 2008 
Hình 9.Kết quả thực nghiệm. Quá điều chế a) mode 1 m=0.5225 và b) mode 2 m=0.5454 
Science & Technology Development, Vol 11, No.02 - 2008 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1]. H. W. Van Der Broeck and H. CH. Skudelny, Analytical Analysis of the Harmonic 
Effects of a PWM AC Drive, IEEE Transactions On Power Electronics, Vol. 3, No. 2, 
pp.216-223, April (1988). 
[2]. F.Blaabjerg, D.O. Neacsu and J. K. Pedersen, Adaptive SVM to Compensate DC-Link 
Voltage Ripple for Four-Switch Three-Phase Voltage-Source Inverters, IEEE 
Transactions On Power Electronics, Vol. 14, No. 4, pp.743-752, July (1999). 
[3]. P. N. Enjeti, A. Rahman, A New Single phase to three phase converter with active input 
current shaping for low cost ac motor drives , IEEE Transactions On Industry 
Applications, Vol.29,No.4, August (1993). 
[4]. N.V.Nho,H.H. Lee, Generalized Carrier PWM Algorithms For Multilevel Inverters 
With Unbalanced DC Voltages, Proceeding of the 37th IEEE Power Electronics 
Specialists Conference PESC 18-22nd June 2006, Jeju , Korea 
[5]. N.V.Nho,H.H.Lee, Carrier PWM Algorithm For Multi-leg Multilevel Inverters', EPE 
2007 - 12th European Conference on Power Electronics and Applications 2 - 5 
September 2007, Aalborg, Denmark, (2007). 
[6]. N.V.Nho,T.H.Phuc and N.X. Bac, Carrier based PWM control for 4-switch inverter For 
unbalanced dc sources including overmodulation, International Conference On Power 
Electronics, ICPE 2007, 22-26 Oct.(2007), Korea (đã nhận đăng) 
[7]. N.V.Nho, M.J. Youn, Comprehensive Study On SVPWM and Carrier Based PWM 
Correlation In Multilevel Inverters, IEE- Proceedings Electric Power Applications, 
Vol.153, No.1, pp.149-158, Jan. (2006).