Mô phỏng kênh truyền cho truyền thông Mimo quang không dây

Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trường Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 47 
DOI:10.22144/jvn.2017.007 
MÔ PHỎNG KÊNH TRUYỀN CHO TRUYỀN THÔNG MIMO QUANG KHÔNG DÂY 
Phan Cẩm Thảo, Đặng Lê Khoa, Nguyễn Minh Trí, Nguyễn Thanh Tú, Lê Hữu Phúc và 
Nguyễn Hữu Phương 
Khoa Điện tử - Viễn thông, Đại học Khoa học Tự nhiên, ĐHQG TP. HCM 
Thông tin chung: 
Ngày nhận: 18/08/2016 
Ngày chấp nhận: 28/04/2017 
Title: 
Channel simulation of optical 
wireless MIMO 
communications 
Từ khóa: 
Internet của vật, LiFi, mô 
hình kênh truyền, quang 
không dây, thế hệ thứ 5 
Keywords: 
5th generation, channel 
model, Internet of Things 
LiFi, optical wireless 
ABSTRACT 
Optical wireless communication is a potential candidate for 5th 
generation wireless communication systems (5G). The technology is 
orientated towards a commercial product called LiFi. This is technology 
for high-speed transmission and is especially effective in applications of 
Internet of Things (IoT). In order to evaluate the transmission quality of 
optical wireless systems, the wireless optical channel needs to be 
simulated through mathematical equations. The popular simulation 
methods of optical channel nowadays need to take many operations, 
particularly in the multiple-input and multiple-output (MIMO). In this 
paper, the response of the MIMO optical wireless communication and 
methods to reduce the number of operations in determining response of 
MIMO optical wireless channel were studied. Analysis results show that 
this method was reduced four times the complexity in 2x2 MIMO antenna 
configuration with reflection factor of 2. 
TÓM TẮT 
Truyền thông quang không dây là một ứng viên tiềm năng cho mạng 
truyền thông không dây thế hệ thứ 5 (5G). Công nghệ này đang hướng tới 
sản phẩm thương mại mang tên LiFi. Đây là công nghệ truyền dẫn tốc độ 
cao và đặc biệt hiệu quả trong các ứng dụng Internet của vật (IoT). Để 
đánh giá chất lượng truyền dẫn trong hệ thống quang không dây, kênh 
truyền quang không dây cần được mô phỏng thông qua các phương trình 
toán học. Các phương pháp mô phỏng kênh truyền quang phổ biến hiện 
nay cần thực hiện nhiều phép tính toán, đặc biệt trong hệ thống nhiều 
anten phát nhiều anten thu (MIMO). Trong bài báo này, chúng tôi sẽ 
nghiên cứu về đáp ứng của kênh truyền MIMO quang không dây và 
phương pháp nhằm giảm số phép tính toán khi xác định đáp ứng kênh 
truyền MIMO quang không dây. Kết quả phân tích cho thấy phương pháp 
này đã giảm được số phép tính toán 4 lần trong cấu hình MIMO 2x2 với 
bậc phản xạ là 2. 
Trích dẫn: Phan Cẩm Thảo, Đặng Lê Khoa, Nguyễn Minh Trí, Nguyễn Thanh Tú, Lê Hữu Phúc và Nguyễn 
Hữu Phương, 2017. Mô phỏng kênh truyền cho truyền thông MIMO quang không dây. Tạp chí 
Khoa học Trường Đại học Cần Thơ. 49a: 47-55. 
1 GIỚI THIỆU 
Truyền thông quang không dây (OWC) là một 
ứng viên tiềm năng cho truyền dẫn không dây 
trong nhà. Kỹ thuật này sử dụng sóng ánh sáng để 
truyền dẫn thông tin thay cho sóng điện từ đã hạn 
chế về băng thông. Do sóng ánh sáng không thể 
xuyên qua các vật cản nên sẽ không gây can nhiễu 
với các hệ thống khác và bảo mật cao. Hệ thống 
OWC có các ưu điểm như thiết lập nhanh, tốc độ 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trường Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 48 
truyền cao so với các công nghệ truyền thông 
không dây hiện nay như Bluetooth, WiFi, nhưng 
lại hoạt động trong dải băng tần không cấp phép 
(Gfeller and Bapst, 1979). Hơn nữa, việc sử dụng 
những linh kiện đơn giản và rẻ tiền với LED ở phía 
phát và photodetector ở phía thu nên chúng có thể 
ứng dụng thực tế dễ dàng. 
Khi thiết kế hệ thống không dây, kênh truyền là 
yếu tố quan trọng cần xem xét cẩn thận do ảnh 
hưởng lớn đến tốc độ truyền dẫn cũng như chất 
lượng hệ thống. Hệ thống quang không dây có 
nhiều đường truyền giữa phía phát và phía thu và 
gây ra hiện tượng đa đường làm can nhiễu liên ký 
hiệu. Kênh truyền quang không dây bao gồm 
đường LOS và NLOS. Năm 1999-2000, kỹ thuật 
dò tia sáng (ray tracing) kết hợp với Monte Carlo 
được đề xuất để ước lượng kênh truyền không dây 
hồng ngoại trong nhà (Lopez-Hernandez et al., 
1999, Lopez-Hernandez et al., 2000). Đồng thời, 
để đánh giá hiện tượng đa đường, chúng ta cần ước 
lượng chính xác đáp ứng xung của kênh truyền 
(CIR) (Alqudah and Kavehrad, 2003). Năm 2005, 
thuật toán Monte Carlo được đề xuất để tính đáp 
ứng kênh truyền quang không dây trong nhà dựa 
trên mô hình bức xạ (Zhang et al., 2005). Năm 
2009, đã có nghiên cứu nhận thấy mặc dù LED 
công suất cao hiện nay có thể lên đến 130 lumens 
trên một LED, nhưng một LED cũng không thể 
cung cấp đủ sự chiếu sáng trong môi trường trong 
nhà vì thế truyền thông quang không dây thường 
sử dụng nhiều LED phát và nhiều photodetector 
tạo nên hệ thống MIMO. Hệ thống MIMO có khả 
năng giảm các hiệu ứng chắn sáng (shadowing) 
cho hiệu suất cao hơn so với SISO (Zeng et al., 
2009). Hơn nữa, bằng cách sử dụng nhiều LED để 
truyền dữ liệu nên kỹ thuật MIMO có thể truyền 
dẫn tốc độ cao hơn. 
Năm 2013, đã có đề xuất sử dụng phương pháp 
“iterative site-based” để tính toán đáp ứng xung 
của kênh truyền bằng phương pháp ray tracing, 
phương pháp này có thể mở rộng cho hệ thống 
MIMO rất hiệu quả (Tan et al., 2014). 
Bài báo này nghiên cứu lý thuyết của kênh 
truyền quang không dây sử dụng kỹ thuật MIMO. 
Phương pháp dò tia sáng được sử dụng để tính đáp 
ứng kênh truyền MIMO trong nhà bao gồm cả đáp 
ứng xung miền thời gian và miền tần số. Mô hình 
kênh truyền được thực hiện bao gồm các ảnh 
hưởng của phản xạ khuếch tán nên cho kết quả có 
các đặc tính tương tự như môi trường thực tế 
(Ghassemlooy et al., 2012). Phần còn lại của bài 
báo được trình bày như sau: Phần II việc tính toán 
đáp ứng xung và giảm phép tính toán cho kênh 
truyền MIMO quang không dây. Kết quả mô 
phỏng kênh truyền trình bày ở phần III. Phần IV là 
kết luận. 
2 MÔ HÌNH KÊNH TRUYỀN QUANG 
KHÔNG DÂY 
2.1 Kênh truyền quang không dây 
Vấn đề quan tâm trong kênh truyền là ảnh 
hưởng đa đường khi tín hiệu đi từ bộ phát đến bộ 
thu. Hiện tượng đa đường gây ra bởi sự phản xạ 
của tường, trần, các vật dụng nội thất. Các bề mặt 
phản xạ trong phòng đóng vai trò như là các bộ 
phản xạ Lambertian sẽ phản xạ ngẫu nhiên tín hiệu 
theo mọi hướng. Giả sử rằng bề mặt phản xạ phòng 
được tạo thành từ nhiều thành phần phản xạ trực 
tiếp tới bộ phát, mỗi lần phản xạ sẽ tạo ra nhiều 
phản xạ mới. Các đáp ứng xung đạt được bằng 
cách chia bề mặt phản xạ thành N thành phần 
phản xạ. Nếu N lớn, đáp ứng xung sẽ được tính 
giống với thực tế. Số lượng thành phần N trong 
một căn phòng hình chữ nhật với kích thước chiều 
rộng W , chiều dài L , và chiều cao H (W , L , H ) 
cho bởi (1) 
 2 ,
.
x z x y y z
x y z
N n n n n n n
W L H d
n n n
 (1) 
Hằng số d thể hiện khoảng cách từ trung tâm 
đến các thành phần lân cận, và được lấy bằng nhau 
cho tất cả các bề mặt. Mỗi bề mặt góp phần trực 
tiếp trong tín hiệu thu được nếu chúng nằm trong 
góc thu FOV, hoặc đóng góp gián tiếp thông qua 
các đường phản xạ nếu nằm ngoài. Mô hình tính 
toán kênh truyền quang không được trình bày như 
Hình 1. 
Tiq
TijTiR
TRj TRR
*
Tij
iRj
iRR *
jRq
TRq
*
Tiq
*
ijj
*
iRj
*
ijq
R
T
Hình 1: Mô hình tính toán kênh truyền quang 
không dây 
Mô hình bức xạ của các thành phần khuếch tán 
là hàm bậc 1 Lambertian. Đáp ứng xung LOS 
 0h t , khi nguồn T nằm trong góc thu FOV của bộ 
thu R được trình bày ở (2) 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trường Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 49 
 0 2cos cos ,TR TR R TRTR
TR
A Rh t t
cR
   
 (2) 
trong đó TR là góc phát và TR là góc thu, RA 
là diện tích đầu thu, TRR là khoảng cách giữa T và 
R, và c là tốc độ của ánh sáng. Đáp ứng sau một 
lần phản xạ khỏi một thành phần i có được bằng 
cách xem i như một máy thu nên cần N phép 
tính, và sau đó i là một nguồn nên cần N phép 
tính. Khi chia thành N bề mặt phản xạ thì đáp ứng 
1 lần phản xạ cần 2N phép tính. Đáp ứng xung 1 
lần phản xạ được cho bởi công thức (3) 
1
2
2
cos cos
cos cos ,
Ti Ti i
TR
Ti
i iR iR R Ti iR
iR
A
h t
R
A R R
t
cR
 
   
 (3) 
trong đó iA là diện tích thành phần phản xạ i, và i là hệ số phản xạ tại i. Đáp ứng từ hai lần 
phản xạ của thành phần i và thành phần j như trong 
công thức (4). Khi chia thành N bề mặt phản xạ, 
đáp ứng nguồn đến thành phần i cần N phép tính, 
thành phần i và thành phần j cần 2N phép tính, và 
thành phần j đến đầu thu cần N phép tính. Đáp 
ứng kênh 2 lần phản xạ từ đầu phát đến đầu thu cần 22N N phép tính cho bởi: 
2
, , 2 2
2
cos coscos cos
cos cos
i ij ij jTi Ti i
i j R
Ti ij
j jR jR R Ti ij jR
jR
AA
h t
R R
A R R R
t
cR
  
   
(4) 
Đáp ứng xung tổng hợp được tính bằng cách 
cộng các đáp ứng xung trực tiếp và các đáp ứng 
xung phản xạ (Perez-Jimenez et al., 1997). 
2.2 Giảm số phép tính toán cho mô hình 
kênh truyền MIMO quang không dây 
Mô hình kênh truyền quang không dây được 
phân tích với 2 anten phát và 2 anten thu như Hình 
2. Kích thước và các thông số của mô hình thể hiện 
như Bảng 1, và Bảng 2. 
Bảng 1: Thuộc tính đầu phát và đầu thu 
Thuộc tính Giá trị anten 1 anten 2 
Vị trí đầu phát T1(1.25, 2.5, 3) T2 (3.75, 2.5, 3) 
Kích thước LED mảng 7x7 mảng 7x7 
Công suất 1 LED 20 mW 20 mW 
Bậc Lambert 1 1 
Góc đặt bộ phát -900 -900 
Góc nửa công suất 700 700 
Vị trí bộ thu R1(1.25, 2.5, 0.85) R2(3.75, 2.5, 0.85) 
Diện tích đầu thu 1 cm2 1 cm2 
FOV của bộ thu 850 850 
Góc đặt bộ thu 900 900 
Bảng 2: Thuộc tính phòng 
Thuộc tính Giá trị 
Kích thước phòng 
Hệ số phản xạ trần 
Hệ số phản xạ tường 
Hệ số phản xạ nền 
t 
Ts 
R 
5x5x3 m3 
0.8 
0.8 
0.2 
0.5 ns 
1 
0.75 A/W 
Tổng số phép tính đáp ứng xung của hệ thống 1 
anten phát và 1 anten thu bằng phương pháp trực 
tiếp sẽ là: 
21 4DC N N . (5) 
Đáp ứng xung kênh MIMO với TN anten phát 
và RN anten thu bằng phương pháp trực tiếp với 
hai lần phản xạ ( 2K ) sẽ là: 
 21 4MIMOD T RC N N N N . (6) 
Trong bài báo này, chúng tôi sử dụng mô hình 
tính đáp ứng xung mới nhằm giảm bớt số lượng 
tính toán. Hình 2 là đáp ứng xung từ một đầu phát 
đến một đầu thu. Dựa vào khả năng tính toán ma 
trận nhanh chóng và dễ dàng của phần mềm 
Matlab, khi chia thành N bề mặt phản xạ mô hình 
kênh truyền được chia làm 4 phần nhỏ gồm đường 
truyền thẳng, nguồn phát đến N bề mặt phản xạ, 
 bề mặt phản xạ với nhau, N bề mặt phản xạ 
với đầu thu (Lopez-Hernandez et al., 1998). Mô 
hình tính nhanh đáp ứng kênh truyền MIMO quang 
N
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trường Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 50 
không dây như Hình 3. Đáp ứng xung tổng hợp H 
giữa đầu phát và đầu thu với K phản xạ cho ở (7) 
0
K
i 
  i 0 T K RH H H F Φ G , (7) 
với phần thứ nhất 0H là thành phần LOS, TF 
là thành phần đầu phát đến N bề mặt phản xạ, 
KΦ là ma trận bề mặt phản xạ với nhau, RG 
là N bề mặt phản xạ tới đầu thu. 
Phần thứ hai thể hiện hàm chuyển giữa đầu 
phát và các thành phần phản xạ. Thành phần này 
được mô hình như một hệ thống đơn đầu vào – đa 
đầu ra, thể hiện ở (8) 
2
cos cos
2
iki kiTk
ki
ki
i ki
ki
AR R
f t t u
c cR
    
, (8) 
với một đầu phát thứ k , vector kF với N 
thành phần bề mặt thể hiện ở (9) 
 1, , .k kNf f kF (9) 
1f
if
Nf
1g
ig
Ng
N N Φ
(0)H
Hình 2: Mô hình tính nhanh kênh truyền 
11f
1kf
1TNf
11g
1ig
1Ng
KΦ
(0)H
2kf
2TNf
1Nf
TN N
f
1kg
ikg
Nkg
1 RNg
RiN
g
RNN
g
1T
kT
TN
T
1R
kR
RN
R
kif
kNf
Hình 3: Mô hình tính nhanh kênh truyền MIMO 
Phần thứ ba là sự phụ thuộc vào việc chia số 
lượng thành phần phản xạ và các hệ số phản xạ 
trong phòng. Thành phần này bao gồm các hàm 
chuyển giữa 2 thành phần phản xạ bất kỳ ở công 
thức (10) 
N
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trường Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 51 
2 3 1
N N
N N
I , 2
I , 1
K K
K
    
  K
Φ , (10) 
với N N I là ma trận đơn vị kích thước N N và 
 cho bởi (11). 
11 1
1
, , 1,..., .
ij
i
j
i j N
 

 

  

Thành phần ij thể hiện hàm chuyển giữa 2 
thành phần i và j cho bởi (11) 
2
 0, 
cos cos , 2
.i ijj j jij ij
ij
ij
A R
i j
t
c
j
R
iu
    
 (11) 
Phần cuối cùng là đáp ứng xung phụ thuộc vào 
các thông số bộ thu như vị trí và góc thu FOV. Đây 
là hàm chuyển giữa bộ thu và các thành phần bề 
mặt. Ở dạng vector, đáp ứng xung có dạng là 
 1 ;...;k Nkg g RG , với ikg cho bởi (12) 
 2cos cos .ik ik R ikik k ik
ik
A R
g t u FOV
cR
   
 (12) 
Xét trường hợp phản xạ bậc 2 ( 2K ), số phép 
toán để tính cho đường LOS sẽ là T RN N , số phép 
toán ở phần kF là TN N , số phép toán ở phần KΦ
là 2N , số phép toán ở phần RG là RNN . Đáp ứng 
xung của hệ thống MIMO khi giảm số phép toán sẽ 
là: 
2MIMO
L T R T RC N N N N N NN . (13) 
Ví dụ, với hệ thống MIMO 2 anten phát và 2 
anten thu thì số phép toán tính trực tiếp sẽ là 2 2 24 1 4xDC N N và khi giảm số phép toán 
sẽ là 2 2 24 4xLC N N . Vậy thuận toán mới 
giảm gần 4 lần so với phương pháp trực tiếp. 
3 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 
Kết quả mô phỏng được chia làm 2 phần. Phần 
đầu là công suất phân bố trung bình kết và đáp ứng 
kênh truyền. Phần sau thể hiện độ trễ hiệu dụng và 
phân bố độ trễ trong mô phỏng kênh truyền. Hệ 
thống mô phỏng khi chia tường thành 26x16 điểm, 
sàn và trần là 26x26 điểm. Vậy N sẽ là 3016 điểm 
phản xạ. Ở đây, hệ thống xét với hai lần phản xạ (
2K ). Việc chia N , K càng lớn sẽ tăng độ 
chính xác nhưng cũng tăng số tính toán. 
3.1 Đáp ứng thời gian và tần số của kênh 
Dựa trên công thức để tính đáp ứng xung của 
anten thu và anten phát. Công suất máy phát chuẩn 
hóa ở 1 Watt, mỗi đáp ứng xung sẽ là tổng công 
suất tương ứng đạt được sau khi qua mô hình kênh 
truyền và phân bố như 0. Để khảo sát phân bố công 
suất quang trong căn phòng, vị trí hai anten phát 
đặt trên trần nhà với tọa độ tương ứng T1(1.25, 2.5, 
3) và T2 (3.75, 2.5, 3), đồng thời quét toàn bộ bề 
mặt sàn để tính toán đáp ứng xung từ hai anten 
phát đó đến tất cả điểm trên mặt sàn để có phân bố 
công suất quang trong căn phòng. 
Hình 4: Phân bố công suất của kênh 
Dựa vào mật độ phân bố công suất quang trong 
căn phòng thu được, công suất quang sẽ cao khi vị 
trí máy thu đặt ở trung tâm căn phòng bởi vì khi ấy 
tín hiệu LOS lớn nhất giữa hai anten. Khi máy thu 
di chuyển dần từ trung tâm phòng ra gần bề mặt 
tường thì đáp ứng xung và công suất quang tương 
ứng càng giảm dần. Đặc biệt máy thu đặt càng gần 
góc tường, thì đáp ứng xung kênh là thấp nhất. Khi 
đặt máy thu về góc tường, khoảng cách giữa hai 
anten là xa nhất, đồng thời đầu thu không nhận 
được các thành phần phản xạ từ các bề mặt phản xạ 
khác. 
Đáp ứng xung từng đường LOS và NLOS theo 
nhiều bậc phản xạ được trình bày như Hình 5 và 
Hình 6 với 2K . Kết quả cho thấy phương pháp 
tính trực tiếp đáp ứng xung (direct) và giảm số 
bước tính toán (proposed) giống nhau. Như vậy, 
khi giảm số bước tính toán không làm ảnh hưởng 
đến kết quả tính toán vì phương pháp này tính các 
đường ít phản xạ bằng cách gom chung với các 
đường nhiều phản xạ. Kết quả đáp ứng xung cho 
thấy đáp ứng đường LOS cao hơn hẳn so với đáp 
ứng của các đường NLOS. Đối với riêng các thành 
phần phản xạ thì đáp ứng xung càng giảm khi bậc 
phản xạ càng tăng. Do tính chất đối xứng của việc 
sắp xếp anten thu phát, đáp ứng kênh của cặp anten 
phát thứ nhất với anten thu thứ nhất sẽ bằng đáp 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trường Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 52 
ứng xung của cặp anten phát thứ 2 và anten thu thứ 
2 ( 11 22h h ). Và điều đó cũng xảy ra với đáp ứng 
kênh của cặp anten 12 21h h . 
Xét cặp anten 1 1T R , với công suất nguồn là 1 
Watt, tổng công suất đường LOS là 510 W, tổng 
công suất của các đường phản xạ thứ nhất là 
72.10 W. Công suất giảm khi bậc phản xạ của đáp 
ứng xung tăng. Hơn nữa, đáp ứng xung bậc cao sẽ 
đến chậm hơn so với đáp ứng xung bậc thấp. 
Hình 5: Đáp ứng xung của đường LOS và đường phản xạ của 1 1T R / 2 2T R 
h0 
h1 
h2 
h 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trường Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 53 
Hình 6: Đáp ứng xung của đường LOS và đường phản xạ của 1 2T R / 2 1T R 
Để đánh giá băng thông của kênh truyền, đáp 
ứng tần số của kênh được xác định bằng cách sử 
dụng biến đổi Fourier rời rạc. 
( ) ( ) j n tj j
n
H h n t e  
  . (14) 
Sau đó, đáp ứng biên độ của kênh truyền được 
chuẩn hóa để tìm ra giá trị băng thông -3 dB của 
kênh. 
2 2
3| ( ) | 0.5 | (0) |j dB jH H . (15) 
h0 
h1 
h2 
h 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trường Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 54 
Đáp ứng biên độ chuẩn hóa của 1 1 2 2/T R T R 
thể hiện ở Hình 7. Mỗi phản xạ thêm vào sẽ kéo 
dài thời gian đáp ứng xung và làm giảm băng thông 
của kênh. Hệ số K thể hiện bậc phản xạ. Ở đây, 
các đáp ứng tần số chỉ khảo sát qua tối đa hai lần 
phản xạ. Với cặp anten 1 1T R hay 2 2T R , băng 
thông -3 dB là 70 MHz khi kênh có K = 1, trong 
khi băng thông chỉ còn 28 MHz khi kênh có K = 
2. Còn với cặp anten 1 2T R hay 2 1T R , băng 
thông -3 dB là 35 MHz khi K = 1, băng thông chỉ 
có 17 MHz khi kênh có K = 2 như Hình 8. Vậy, khi 
bậc phản xạ càng tăng sẽ làm băng thông -3 dB của 
kênh sẽ giảm. 
Hình 7: Đáp ứng biên độ chuẩn hóa của 1 1 2 2/T R T R 
Hình 8: Đáp ứng biên độ chuẩn hóa của 1 2 2 1/T R T R 
3.2 Độ trải trễ trung bình của kênh 
Độ trải trễ bình phương ( RMSD ) là một tham số 
thường được sử dụng để định lượng thời gian tán 
sắc của các kênh đa đường, và được định nghĩa là 
moment trung tâm bậc 2 của đáp ứng xung. 
1/22 2
2
( ) ( )
( )RMS
t h t dt
D
h t dt
 
 (16) 
với  là độ trải trễ trung bình cho bởi: 
2
2
( )
( )
th t dt
h t dt
 (17) 
Dựa trên phương trình (16), (17), độ trải trễ 
bình phương trung bình được trình bày như 0. Độ 
trải trễ càng tăng khi dịch chuyển vị trí máy thu từ 
trung tâm dần về phía tường và đặc biệt độ trải trễ 
là cao nhất ở bốn góc tường. 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trường Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 55 
Hình 9: Độ trải trễ 
4 KẾT LUẬN 
Bài báo đã trình bày phương pháp xây dựng mô 
hình kênh truyền MIMO quang không dây và đề 
xuất một tiếp cận mới để xác định nhanh đáp ứng 
kênh truyền MIMO quang không dây trong nhà. 
Việc sử dụng thuật toán tính nhanh kênh truyền 
cho phép giảm số lượng tính toán gần 4 lần. Bài 
báo này cũng trình bày các kết quả mô phỏng của 
kênh truyền MIMO quang không dây gồm phân bố 
công suất, đáp ứng thời gian, đáp ứng tần số và độ 
trải trễ. Khi xét đến phản xạ bậc 2 thì băng thông 
của kênh còn khoảng 30 MHz. Việc tối ưu hóa 
thông số cần được phân tích ở các nghiên cứu tiếp 
theo. 
LỜI CẢM TẠ 
Nghiên cứu này được tài trợ bởi Đại học Quốc 
gia Thành phố Hồ Chí Minh (VNU-HCM) trong 
khuôn khổ đề tài mã số C2014-18-05. 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
Alqudah Y. A., Kavehrad M., 2003. MIMO 
characterization of indoor wireless optical link 
using a diffuse-transmission configuration. IEEE 
Transactions on Communications. 51: 1554-1560. 
Gfeller F. R., Bapst U., 1979. Wireless in-house data 
communication via diffuse infrared radiation. 
Proceedings of the IEEE. 67: 1474-1486. 
Ghassemlooy Z., Popoola W., Rajbhandari S., 2012. 
Optical Wireless Communications: System and 
Channel Modelling with MATLAB®, CRC 
Press, 77 pages. 
Lopez-Hernandez F. J., Perez-Jimeniz R., 
Santamaria A., 1998. Monte Carlo calculation of 
impulse response on diffuse IR wireless indoor 
channels. Electronics Letters. 34: 1260-1262. 
Lopez-Hernandez F. J., Perez-Jimenez R., 
Santamaria A., 1999. Novel ray-tracing approach 
for fast calculation of the impulse response on 
diffuse IR-wireless indoor channels. In: Proc. 
SPIE on Optical Wireless Communications II, 
December 1999, Boston, 100-107. 
Lopez-Hernandez F. J., Perez-Jimenez R., 
Santamarıa A., 2000. Ray-tracing algorithms for 
fast calculation of the channel impulse response 
on diffuse IR wireless indoor channels. Optical 
Engineering. 39: 2775-2780. 
Perez-Jimenez R., Berges J., Betancor M. J., 1997. 
Statistical model for the impulse response on 
infrared indoor diffuse channels. Electronics 
Letters. 33: 1298-1300. 
Tan J. J., Zou C. Q., Du S. H., Tan J. T., 2014. 
Simulation of MIMO channel characteristics for 
indoor visible light communication with LEDs. 
International Journal for Light and Electron 
Optics. 125: 44-49. 
Zeng L., Brien D. C. O., Minh H. L., Faulkner G. E., 
Lee K., Jung D., Oh Y., Won E. T., 2009. High 
data rate multiple input multiple output (MIMO) 
optical wireless communications using white led 
lighting. IEEE Journal on Selected Areas in 
Communications. 27: 1654-1662. 
Zhang H., Gong M., Wang D., Cui R., 2005. SMC 
based on Phong’s model. Optical Engineering. 
44: 020506-020506-2.